Fuente de alimentación CMOS embebida

María Isabel Schiavon, Daniel Crepaldo, Raúl Lisandro Martín Laboratorio de Microelectrónica – Centro de diseño IBERCHIP 8103

Facultad de Ciencias Exactas, Ingeniería y Agrimensura Universidad Nacional de Rosario, Argentina.

Av. Pellegrini 250 – (2000) Rosario. Argentina. TE: 54 341 4802649 int. 119 FAX: 54 341 4802654

E-mail: bambi@fceia.unr.edu.ar, crepaldo@fceia.unr.edu.ar, rlmartín@fceia.unr.edu.ar

SUMMARY The implementation of a moving alive-beings physiological variable integrated monitoring system CMOS embedded voltage supply is presented. The system is remotely powered from an external unit and the data are read from the external unit by means of absorbed energy modulation. The power supply has a rectifier, a capacitive filter and a regulator with a voltage reference implemented with the CMOS transversal BJT. Circuit topologies and transistors sizing are described. The circuit was developed for CMOS ATMEL 0.7μm technology, responding to low power specifications.

RESUMEN Se presenta la implementación en tecnología CMOS de una fuente regulada embebida en un sistema para monitoreo de variables fisiológicas en seres vivos. El sistema se energiza en forma remota desde una unidad externa y los datos sensados son leídos desde esa unidad mediante modulación de la energía absorbida. La fuente consta de un rectificador puente implementado con transistores CMOS, un filtro capacitivo y un regulador cuya referencia de tensión se obtiene a partir de un transistor bipolar transversal disponible en la tecnología. Se presentan las topologías circuitales y el diseño y dimensionamiento de los transistores del circuito así como del filtro capacitivo. El circuito se desarrolló para tecnología CMOS de ATMEL de 0,7μm, respondiendo a especificaciones de bajo consumo.

1. FUNDAMENTOS. En sistemas de monitoreo en seres vivos en movimiento resulta adecuado energizar a través de acoplamiento inductivo. La modulación por absorción permite energizar y extraer datos en forma simultánea con mínimo requerimiento de energía. En realidad no hay una transmisión propiamente dicha desde el circuito hacia el exterior, sino que la información es reflejada a través del acoplamiento inductivo sobre el transmisor de energía externo mediante la modulación de la energía absorbida.

En el presente trabajo se describe la implementacion de una fuente regulada CMOS embebida en un sistema integrado para monitoreo de variables fisiológicas energizado en forma remota desde una unidad externa que además lee los datos sensados a través de la modulación de la energía absorbida [1].

Figura 1: DIAGRAMA EN BLOQUES DEL SISTEMA

A partir de la energía que por radio frecuencia recibe de la unidad externa una inductancia interna al chip, la fuente, cuyo circuito esquemático se muestra en figura 2, genera la tensión continua que alimenta el circuito integrado.

La fuente, que genera una tensión de salida sustancialmente constante, está compuesta por un rectificador CMOS de onda completa [3] [4], un filtro a capacitor y un regulador. La referencia de tensión necesaria para el regulador se obtiene a partir de un transistor bipolar transversal disponible en tecnología CMOS [5].

Figura 2: ESQUEMA CIRCUITAL

Se presenta la topología de cada uno de los circuitos que componen los bloques, describiendo brevemente el funcionamiento de cada uno de ellos, los criterios utilizados para dimensionar los transistores y los tamaños adoptados. Por último se presentan los resultados de simulaciones post layout del circuito completo realizadas con ICAP4/Rx utilizando el modelo BSIM3.3 [2], y evaluaciones sobre los efectos e influencia del ruido y del nivel de ripple.

2. CIRCUITO RECTIFICADOR El circuito rectificador está formado por ocho transistores, seis PMOS y dos N-MOS conectados según figura 3. [3][4].

Los transistores NMOS (M1-M2) y dos transistores PMOS (M3-M4) conforman las ramas del rectificador. Alimentado con una tensión alterna, la corriente circula alternativamente por cada una de ellas, según el par de transistores que conduce ((M1-M4 y M2-M3).

Los otros cuatro transistores PMOS (M5, M6, M7, M8) fijan en forma dinámica los potenciales de los pozos sobre los que se fabrican M3 y M4, manteniendo fijo el potencial sustrato fuente del transistor de la rama principal del puente que conduce.

La tensión máxima de salida queda determinada por:

N PoMAX iMAX DS DSV V V V= − − [1]

La tensión de entrada fija la tensión puerta-fuente de los transistores canal N, pero su corriente queda fijada por la carga siendo la tensión drenaje-fuente la variable de ajuste.

Figura 3: CIRCUITO RECTIFICADOR

Los transistores canal P funcionan exclusivamente en zona de corriente constante, quedando su potencial puerta fuente, y en consecuencia el drenaje fuente, fijado por la corriente de carga. Los transistores se dimensionaron para una corriente de carga máxima de 20μA tratando de maximizar la tensión media de salida y de minimizar corrientes de fuga y el área utilizada.

La tensión de salida es dependiente de la relación entre el ancho (W) y el largo (L) del canal de los transistores, de manera que a mayor relación W/L mayor tensión de salida. O sea que maximizar la tensión de salida implica aumentar el área necesaria y, en consecuencia, se incrementan las capacidades parásitas contra sustrato y las corrientes de fuga que limitan la frecuencia de funcionamiento correcto del rectificador. Minimizar estas corrientes implica minimizar el área de canal (producto WL) de cada transistor. En definitiva se adoptó una solución de compromiso que permite obtener a la salida del rectificador una tensión mayor a 3,5V para la máxima carga prevista (20μA) trabajando a una frecuencia de 10MHz.

La tensión de salida tiene alta sensibilidad con la tensión drenaje fuente de los transistores P-MOS de la rama principal (M3 y M4).

Siendo L el largo del canal, W el ancho del canal, K el parámetro de transconductancia y VT la tensión de arranque, la tensión drenaje fuente de los transistores PMOS queda determinada por:

R E GU L A D OR

REF C

vi Valim

3 4

DDS GS T

M M

I LV V V

KW≡

⎡ ⎤= = +⎢ ⎥

⎢ ⎥⎣ ⎦[2]

Luego, es posible expresar el ancho del canal como función de la corriente, del largo de canal y de la tensión VGS para una tecnología dada.

( )3 4 2D

,

GS T

I LW

K V V=

− [3]

Con los parámetros tecnológicos y el largo mínimo del canal se realizaron simulaciones para distintos anchos de canal de los transistores de las ramas del puente, obteniéndose los resultados que se muestran en la gráfica de la figura 4 para los transistores PMOS. En todos los casos se consideró la máxima corriente media de salida adoptada (I o =20μA).

Figura 4: EFECTO TAMAÑO TRANSISTORES P

De la gráfica de la figura 4, se desprende que a partir de un determinado ancho de canal el aumento del área no redunda en un beneficio apreciable en el nivel de tensión. El ancho de canal para M3 y M4 se adoptó en setenta micras y el largo del canal se fijo en el mínimo permitido por la tecnología.

3,8 3,94 3,96

3,97

0

1

2

3

4

5

0 20 40 60 80 100 120

W (um)

Vout

(V)

Figura 5: EFECTO TAMAÑO TRANSISTORES N

En la figura 5 se muestran los resultados obtenidos para los transistores de canal N.

Como estos transistores conducen en zona resistiva, la tensión de salida es poco dependiente del tamaño de los mismos. Para los transistores canal N se adoptó W1,2 = 20μm, mientras que como largo del canal, al igual que con los transistores canal P, se utilizó el mínimo permitido por la tecnología.

Para los cuatros transistores P (M5,M6,M7,M8) se utilizaron dimensiones mínimas. Estos transistores alternan entre corte y zona resistiva y fijan dinámicamente el potencial del pozo N.

El tamaño adoptado para los transistores queda resumido en la siguiente tabla.

TRANSISTOR TIPO L (μm) W (μm)

M1 ≡ M2 N .7 20

M3 ≡ M4 P 1.2 70

M5≡M6≡M7≡M8 P 1.2 2.2

Tabla 1: TAMAÑO TRANSISTORES RECTIFICADOR

Los tamaños de transistores adoptados fijan el límite máximo de frecuencia para funcionamiento correcto del rectificador por encima del 100% de la frecuencia de trabajo utilizada en la transmisión de energía.

La presencia de C1 provoca picos de corriente de corta duración a la entrada del circuito. En la figura 6 se muestra la relación lineal que existe entre la magnitud de los picos de corrientes que provoca C1 y el valor medio de la corriente de salida.

58

104

138

171197

220

0

50

100

150

200

250

0 5 10 15 20 25 30

Io media (μA)

Ii p-

p ( μ

A)

Figura 6: RELACIÓN Ii - Io

El valor del ripple a la salida de la fuente no resulta crítico dado que la transmisión de la información se realiza a través de la modulación de corriente a baja frecuencia. No obstante, para mantener el ripple en la entrada del regulador por debajo del 10% para las condiciones de carga máxima (20μA) se eligió un valor de 20pF para el capacitor de filtro (C1).

W [micrones]

2,43

3,283,65

3,89 4,01 4,11

0

1

2

3

4

5

0 20 40 60 80 100 120

W (um)

Vout

(V)

W [micrones]

3. REGULADOR DE TENSIÓN El circuito del regulador de tensión se muestra en la figura 7.

Figura 7: CIRCUITO REGULADOR

Es un regulador serie cuyo transistor de paso (M14) es excitado por la salida de un amplificador diferencial conformado por los transistores M9, M10, M11, M12 y M13 que compara una proporción de la tensión de salida con la tensión de referencia, Vref.

La tensión de referencia (VBE del transistor vertical) es ligeramente menor que la VT de los MOS, por lo tanto los transistores M9, M10 y M11 funcionan en inversión débil. Para que el consumo del amplificador de error sea despreciable frente al de la carga, el transistor M9 se dimensiona para que fije una corriente de 0,1 μA.

En inversión débil la corriente queda determinada por:

qηkT

V

oDD

GS

eLWII = [4]

Teniendo en cuenta las especificaciones y los parámetros tecnológicos la relación ancho sobre largo del canal para el transistor M9 resulta igual a 18.

( )9

18WL = [5]

Para disminuir el error en la tensión de salida la ganancia del amplificador debe ser como mínimo 100:

3 100Qm AP AN

AP AN

gV V

Av i V V= ≥

+

[6]

Si el transistor trabaja en inversión débil el cociente gm/i depende exclusivamente de la tecnología y es independiente de las dimensiones del transistor.

Las tensiones de Early son proporcionales al largo de canal de los transistores. Experimentalmente se obtuvo una relación entre L y VA y se determinó el largo mínimo del canal de los transistores del diferencial para la ganancia deseada. Para los transistores NMOS el largo mínimo resulta de 4μm mientras que para los P resulta 1μm. Estos tamaños son cercanos al mínimo de la tecnología y no son aconsejables para un correcto apareamiento. Por esta razón, se adoptan largos mayores y se obtiene una ganancia mayor en el amplificador.

Los tamaños definitivos, que fueron ajustados por simulación, se especifican en la siguiente tabla.

TRANSISTOR TIPO L (μm) W (μm)

M9 N 2 36

M10 ≡ M11 N 5 5

M12 ≡ M13 P 5 5

M14 P 1.2 50

M15 ≡ M16 N 20 4

M17 N 1 5

Tabla 2: TAMAÑO TRANSISTORES REGULADOR

El circuito que provee la referencia de tensión tiene una topología simple y compacta (figura 8). Utiliza un transistor PNP vertical disponible en tecnología CMOS clásica conectado como diodo (colector y base al mismo potencial), cuya juntura base emisor polarizada directamente fija la tensión de referencia. [5].

Vr

vi

M19

M1

M20

Q

M2

+

_

Figura 8: REFERENCIA DE TENSION

Si se respetan las reglas que aseguran un buen apareamiento de los transistores la dependencia con los parámetros tecnológicos es mínima, y la tensión de referencia se estabiliza en un valor casi totalmente independiente de la tensión de alimentación que sólo depende de las dimensiones relativas de los transistores MOS y las características del transistor bipolar.

Para los transistores trabajando en inversión fuerte en zona de corriente constante la corriente puede modelarse con la siguiente expresión:

( )2 oxD T GS T T

ox

WI K v V siendo KL t

εμ≈ − = [7]

La tensión de puerta-fuente (drenaje-fuente) de M21 y la tensión de referencia determinan la tensión de puerta-fuente de M18 y fijan la corriente del circuito:

BEGSBEDSGS VVVVV +=+=21211 8 [8]

Los transistores M19 y M20 conforman un espejo de corriente y funcionan en inversión fuerte en la zona de saturación del canal. La corriente de M20 queda determinada por la relación de sus tamaños, y como se adoptan iguales resulta:

181919

20

19

19

20

20

192021 11

DDD

DDDD II

vv

LW

LW

III =≈++==λλ [9]

Qr trabaja en zona activa con el colector conectado a la base (VBC = 0), y su corriente de emisor queda determinada por la corriente de M21:

TVVr

EOTVBE

EODec eIv

eIIII ηη ===≈−

21 [10] La corriente por el transistor M18 queda determinada

por:

( )218

18

1818 TNGSTND Vv

LW

KI −= [11]

Mientras que para M21:

( )221

21

2121 TNGSTND Vv

LW

KI −= [12]

Dado que VGS18=VGS21+Vγ, la tensión VGS21 resulta:

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−+

=1

1

1821

1821

1821

1821

21

WLLW

VWLLWV

VTNR

GS [13]

Con M19 idéntico a M20, el circuito se estabiliza en el valor de tensión de referencia (Vr) que cumple con la condición de igualdad de corrientes en ambas ramas:

1821 DDe III == [14]

y es solución de la ecuación

2

18

18rTN

VVr

EO VLW

KeI T ≈η [15]

En estas condiciones, la tensión Vr depende de la tecnología y de la relación entre ancho y largo del canal de M18. En consecuencia, para una tecnología determinada el valor de esa tensión puede ser controlado dentro del rango de tensión VBE del transistor vertical (en general entre 400 y 750 mV) mediante una adecuada determinación de las dimensiones de los transistores.

Los tamaños de los transistores se ajustaron por simulación para una corriente de un valor próximo a 1 μA y una tensión de referencia de 0,6V. Los tamaños de los transistores MOS se indican en la tabla 3, y el transistor bipolar vertical se dimensionó con un área de emisor de 460 micrones cuadrados.

TRANSISTOR TIPO L (μm) W (μm)

Q18 N 44 2,2

Q19 ≡ Q20 P 2 2

Q21 N 2,2 44

Tabla 3:: TAMAÑO TRANSISTORES REFERENCIA DE TENSIÓN

4. RESULTADOS Y CONCLUSIONES Se diseñó una fuente regulada para ser embebida en

un sistema para monitoreo de variables fisiológicas en seres vivos utilizando tecnología ATMEL de 0,7 micras respondiendo a especificaciones de bajo consumo.

La fuente consta de un rectificador puente implementado con transistores CMOS, el correspondiente filtro capacitivo y un regulador cuya referencia de tensión se obtiene a partir de un transistor bipolar transversal disponible en tecnología CMOS. Se presentaron las topologías circuitales utilizadas, las dimensiones de los transistores y el valor del filtro. En todos los casos se especificaron los criterios y fundamentos del diseño teniendo en cuenta los requerimientos de la fuente para la aplicación específica. El layout del circuito ocupó un área menor a la veinteava parte de un mm2.

En la figura 9 se muestra la tensión de salida del rectificador y entrada al regulador (Vin) y la tensión de salida del regulador (Vout) obtenidas en el simulador cuando el rectificador se alimenta con tensión senoidal de 6V de pico y frecuencia 10 MHz, en condiciones de máxima carga (I o =20μA).

Figura 9: RESULTADO DE SIMULACION

El circuito regula la tensión en 3V, y si bien no produce una atenuación considerable del ripple, este factor no es crítico dado que la transmisión de la información se realiza a través de la modulación de corriente a baja frecuencia.

La presencia de una fuerte realimentación negativa tiende a compensar los efectos del ruido propio generado por los transistores del diferencial. El efecto más crítico lo produce el ruido presente en el transistor bipolar que fija la referencia de tensión.

Como se carece de datos respecto al nivel de ruido asociado con este dispositivo y teniendo en cuenta que en todos los casos la energía de ruido es fuertemente dependiente del valor de corriente, se trabajo con valores muy bajos de corriente para minimizar el efecto del ruido.

Terminado el layout se estimó la influencia del ruido, en especial el ruido 1/f, y los resultados obtenidos con los datos disponibles acotan los valores en magnitudes varios órdenes menores al ripple. En consecuencia es posible inferir que cualquier posible efecto de ruido quedará enmascarado por el ripple [2]. No obstante, la comprobación final queda pendiente hasta que se disponga de los prototipos para su ensayo.

5. BIBLIOGRAFÍA [1] M. I. Schiavon; D. Crepaldo, R. L. Martín; M. Delannoy, L. A. Lahoz. Sistema para monitoreo remoto de variables fisiológicas en seres vivos en movimiento. Anales 1er. Simposio Internacional de Computación e Informática. La Habana, Cuba, mayo 2005. [2] Weidong Liu y otros BSIM3v3.2.2 MOSFET Model Users’ Manual. Department of Electrical Engineering and Computer Sciences University of California, Berkeley. [3] D. Crepaldo, E. Prina, M. I. Schiavon, Implementación de un Conversor RF-DC como parte de un sistema de modulación por absorción, Anales IX Workshop IBERCHIP, La Habana, Cuba , 2003. [4] S. Masui, E. Ishii, T. Iwawaki, Y. Sugawara, K. Sawada; A 13.56MHz CMOS RF Identification Transponder IC with Dedicated CPU, IEEE International Solid-State Circuits Conference, San Francisco, February 15-17, 1999. [5] M. I. Schiavon; D. Crepaldo, R. L. Martín. Referencia de tensión independiente de la alimentación. Anales X Workshop IBERCHIP, Cartagena de Indias, Colombia , 2004.