𝑃𝑆𝑆𝑅 =𝑉!"
Δ𝑉!"##$%
CFA
Nodo Invertente -‐> Bassa Impedenza Nodo NI -‐> Alta Impedenza Dopo l’ingresso NI c’è un buffer che riporta la tensione sul nodo invertente (non è un effetto della retroazione!) NB -‐> Con retroazione negativa l’ingresso invertente assume impedenza infinita!!!! Se retroazione positiva diventa uno Shmidt Trigger La discriminazione per l’attraversamento della soglia in questo caso è quando la corrente cambia verso, ovvero devo porre l’equazione di 𝑉! pari a zero! NORTON
Se retroazionato idealmente Idiff = 0 e 𝐼!"! = 𝐼!"! ma siccome il guadagno in corrente è basso non posso ragionare al limite e devo fare i calcoli. Sempre: Ingressi in corrente a bassa impedenza Uscita in corrente ad alta impedenza Ha un pin tra i 2 ingressi che definisce la tensione alla quale si portano essi.
OTA
Ingresso in tensione – Uscita in corrente
𝐼!"# = 𝑉!"## ∗ 𝑔𝑚 La transconduttanza è data oppure vale 40 ∗ 𝐼!"#$%"& Optoisolatori
Sample and Hold Errori di conversione Charge injection Accoppiamento capacitivo tra capacità parassita del mosfet e capacità di campionamento nella fase di transizione tra sampling e hold.
𝑉!"# = ∆𝑉!𝐶!"
𝐶!" + 𝐶!
Consiste in un abbassamento della tensione ai capi del condensatore. ∆𝑉! è la tensione effettiva di switch che nel caso peggiore è pari alla differenza tra il picco del segnale +una soglia e la tensione di controllo minima del mosfet. Signal FeedThrough Se la tensione in ingresso subisce rapidi cambiamenti anche nella fase di hold la capacità di hold subirà una variazione della tensione conservata.
𝑉!""#$!!"#$! = ∆𝑉!"𝐶!"
𝐶!" + 𝐶!
Droop Abbassamento della tensione di 𝐶! dovuto alle correnti parassite dell’amplificatore operazionale. Tempo di campionamento
𝑇!"# = 𝜏 ln𝐹𝑆𝑅𝜀
𝜀 = massimo errore accettabile [V] 𝜏 = costante di tempo , 𝐶 ∗ 𝑅!
Multiplexer
M ingressi – 1 uscita Quando calcolo gli errori di conversione devo tenere conto anche dei parametri intrinseci del MUX quali 𝑅!" , 𝑅!"" e 𝐼! . Ho una caduta di tensione dovuta alla partizione tra le resistenze dei canali e devo anche tener conto di M correnti di leak.
Sample & Hold SNR n = numero bit da campionamento N = numero campioni utilizzati per la FFT
𝑆𝑁𝑅!"= Potenza di segnale ideale !"#! !
! e solo rumore di quantizzazione !"!
!
!"
= 6.02n + 1.76 𝑆𝑁𝑅!" = Potenza del segnale reale (con ampiezza diversa da FSR) e solo rumore di quantizzazione = 𝑆𝑁𝑅!" − 20 log
!!!!"#$!"#
𝑆𝑁𝑅!"#$ = 𝑆𝑁𝑅!" − 𝐶𝑜𝑛𝑡𝑟𝑖𝑏𝑢𝑡𝑖 𝑑𝑖 𝑟𝑢𝑚𝑜𝑟𝑒 FFT: quando rappresento il segnale usando la FFT devo tenere conto anche della divisione dello spettro in bin, quindi il rumore si distribuisce sugli N istogrammi con conseguente abbassamento del noise floor rispetto al SNR (vuol dire che il noise floor che vedo corrisponde in realtà ad un noise floor maggiore). Se devo calcolare il NOISE FLOOR TEORICO, ovvero il noise floor che avrei se considerassi solo il rumore di quantizzazione, devo tener conto di questo fatto ed esso viene rappresentato più in basso di 10 log !
! .
Se devo ricavare il NF reale da quello rappresentato -‐> è più alto! Se devo ricavare il NF teorico rappresentato sapendo il numero di bit (rumore di quantizzazione) -‐> è più basso! NB sono numeri negativi! Inoltre il livello di potenza massimo del segnale è definito a 0 dB che corrisponde ad un segnale di ampiezza uguale al FSR.
𝑆𝑁𝑅!" = 0 𝑑𝐵 − 𝑁!"
𝑁!" = 20 log𝐿𝑆𝐵!
2 [𝑑𝐵]
𝑁!"#$%&'% =2𝑓!"#
𝐵𝑖𝑛𝑊𝑖𝑑𝑡ℎ
Oversampling ADC con fs>2𝑓! : 0.5 bit ogni raddoppio di OS Sigma-‐Delta 1bit, I ordine : 1.5 bit ogni raddoppio di OS Sigma-‐Delta n bit, I ordine: SNR = 6.02(n+1.5(raddoppio OS) ) -‐3.41 Sigma-‐Delta n bit, II ordine: SNR = 6.02(n+2.5(raddoppio OS) ) +11.14
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