𝑃𝑆𝑆𝑅 =𝑉!"

Δ𝑉!"##$%  

CFA    

   Nodo  Invertente  -­‐>  Bassa  Impedenza  Nodo  NI  -­‐>  Alta  Impedenza    Dopo  l’ingresso  NI  c’è  un  buffer  che  riporta  la  tensione  sul  nodo  invertente  (non  è  un  effetto  della  retroazione!)  NB  -­‐>  Con  retroazione  negativa  l’ingresso  invertente  assume  impedenza  infinita!!!!    Se  retroazione  positiva  diventa  uno  Shmidt  Trigger  La  discriminazione  per  l’attraversamento  della  soglia  in  questo  caso  è  quando  la  corrente  cambia  verso,  ovvero  devo  porre  l’equazione  di  𝑉!  pari  a  zero!    NORTON    

     Se  retroazionato  idealmente  Idiff  =  0  e  𝐼!"! = 𝐼!"!  ma  siccome  il  guadagno  in  corrente  è  basso  non  posso  ragionare  al  limite  e  devo  fare  i  calcoli.    Sempre:  Ingressi  in  corrente  a  bassa  impedenza  Uscita  in  corrente  ad  alta  impedenza  Ha  un  pin  tra  i  2  ingressi  che  definisce  la  tensione  alla  quale  si  portano  essi.  

   OTA    

   Ingresso  in  tensione  –  Uscita  in  corrente    

𝐼!"# = 𝑉!"## ∗ 𝑔𝑚    La  transconduttanza  è  data  oppure  vale  40 ∗ 𝐼!"#$%"&    Optoisolatori    

   

Sample  and  Hold    Errori  di  conversione    Charge  injection    Accoppiamento  capacitivo  tra  capacità  parassita  del  mosfet  e  capacità  di  campionamento  nella  fase  di  transizione  tra  sampling  e  hold.    

𝑉!"# = ∆𝑉!𝐶!"

𝐶!" + 𝐶!  

 Consiste  in  un  abbassamento  della  tensione  ai  capi  del  condensatore.  ∆𝑉!  è  la  tensione  effettiva  di  switch  che  nel  caso  peggiore  è  pari  alla  differenza  tra  il  picco  del  segnale  +una  soglia  e  la  tensione  di  controllo  minima  del  mosfet.    Signal  FeedThrough    Se  la  tensione  in  ingresso  subisce  rapidi  cambiamenti  anche  nella  fase  di  hold  la  capacità  di  hold  subirà  una  variazione  della  tensione  conservata.    

𝑉!""#$!!"#$! =  ∆𝑉!"𝐶!"

𝐶!" + 𝐶!  

Droop    Abbassamento  della  tensione  di  𝐶!  dovuto  alle  correnti  parassite  dell’amplificatore  operazionale.      Tempo  di  campionamento      

𝑇!"# =  𝜏 ln𝐹𝑆𝑅𝜀  

 𝜀  =  massimo  errore  accettabile  [V]    𝜏  =  costante  di  tempo  ,  𝐶 ∗ 𝑅!      

Multiplexer    

     M  ingressi  –  1  uscita  Quando  calcolo  gli  errori  di  conversione  devo  tenere  conto  anche  dei  parametri  intrinseci  del  MUX  quali  𝑅!" ,  𝑅!""  e  𝐼! .    Ho  una  caduta  di  tensione  dovuta  alla  partizione  tra  le  resistenze  dei  canali  e  devo  anche  tener  conto  di  M  correnti  di  leak.    

Sample  &  Hold  SNR    n  =  numero  bit  da  campionamento  N  =  numero  campioni  utilizzati  per  la  FFT  

𝑆𝑁𝑅!"=  Potenza  di  segnale  ideale  !"#! !

!  e  solo  rumore  di  quantizzazione   !"!

!

!"  

                         =  6.02n  +  1.76    𝑆𝑁𝑅!"  =  Potenza  del  segnale  reale  (con  ampiezza  diversa  da  FSR)  e  solo  rumore                di  quantizzazione      =  𝑆𝑁𝑅!" − 20 log

!!!!"#$!"#

   𝑆𝑁𝑅!"#$ = 𝑆𝑁𝑅!" − 𝐶𝑜𝑛𝑡𝑟𝑖𝑏𝑢𝑡𝑖  𝑑𝑖  𝑟𝑢𝑚𝑜𝑟𝑒      FFT:  quando  rappresento  il  segnale  usando  la  FFT  devo  tenere  conto  anche  della  divisione  dello  spettro  in  bin,  quindi  il  rumore  si  distribuisce  sugli  N  istogrammi  con  conseguente  abbassamento  del  noise  floor  rispetto  al  SNR  (vuol  dire  che  il  noise  floor  che  vedo  corrisponde  in  realtà  ad  un  noise  floor  maggiore).    Se  devo  calcolare  il  NOISE  FLOOR  TEORICO,  ovvero  il  noise  floor  che  avrei  se  considerassi  solo  il  rumore  di  quantizzazione,  devo  tener  conto  di  questo  fatto  ed  esso  viene  rappresentato  più  in  basso  di  10 log !

!  .  

Se  devo  ricavare  il  NF  reale  da  quello  rappresentato  -­‐>  è  più  alto!  Se  devo  ricavare  il  NF  teorico  rappresentato  sapendo  il  numero  di  bit  (rumore  di  quantizzazione)  -­‐>  è  più  basso!  NB  sono  numeri  negativi!      Inoltre  il  livello  di  potenza  massimo  del  segnale  è  definito  a  0  dB  che  corrisponde  ad  un  segnale  di  ampiezza  uguale  al  FSR.      

𝑆𝑁𝑅!" = 0  𝑑𝐵 − 𝑁!"    

𝑁!" = 20 log𝐿𝑆𝐵!

2  [𝑑𝐵]    

𝑁!"#$%&'% =2𝑓!"#

𝐵𝑖𝑛𝑊𝑖𝑑𝑡ℎ                    

Oversampling    ADC  con  fs>2𝑓!  :  0.5  bit  ogni  raddoppio  di  OS  Sigma-­‐Delta  1bit,  I  ordine  :  1.5  bit  ogni  raddoppio  di  OS  Sigma-­‐Delta  n  bit,  I  ordine:  SNR  =  6.02(n+1.5(raddoppio  OS)  )  -­‐3.41  Sigma-­‐Delta  n  bit,  II  ordine:  SNR  =  6.02(n+2.5(raddoppio  OS)  )  +11.14