Ανάπτυξη και κατασκευή γεννήτριας συχνοτήτων με...

ΑΡΙΣΤΟΤΕΛΕΙΟ ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΘΕΣΣΑΛΟΝΙΚΗΣΠΟΛΥΤΕΧΝΙΚΗ ΣΧΟΛΗ

ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΚΑΙ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝΤΟΜΕΑΣ ΤΗΛΕΠΙΚΟΙΝΩΝΙΩΝ

ΑΝΑΠΤΥΞΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗΓΕΝΝΗΤΡΙΑΣ ΣΥΧΝΟΤΗΤΩΝ

ΜΕ ΑΠΕΥΘΕΙΑΣ ΨΗΦΙΑΚΗ ΣΥΝΘΕΣΗ

ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ

ΓΕΩΡΓΙΟΥ Χ. ΜΕΤΑΞΑΥΠΟ ΤΗΝ ΕΠΙΒΛΕΨΗ ΤΟΥ

ΑΝ. ΚΑΘ. ΓΕΩΡΓΙΟΥ Δ. ΣΕΡΓΙΑΔΗ

ΘΕΣΣΑΛΟΝΙΚΗ 2002

ΠΠεερριιεεχχόόμμεενναα

ΠΠρρόόλλοογγοοςς .................................................................................................................... iivv

ΕΕιισσααγγωωγγήή ..................................................................................................................... 11

ΚΚεεφφάάλλααιιοο 11 –– ΑΑππεευυθθεείίααςς ψψηηφφιιαακκήή σσύύννθθεεσσηη σσυυχχννοοττήήττωωνν........................................ 33

11..11 ΓΓεεννιικκάά.................................................................................................................... 33

11..22 ΠΠεερριιγγρρααφφήή ττηηςς λλεειιττοουυρργγίίααςς εεννόόςς ψψηηφφιιαακκοούύ σσυυννθθέέττηη σσυυχχννοοττήήττωωνν .................. 551.2.1 Ο συσσωρευτής φάσης…………………………………………………………………………….51.2.2 Μετατροπή της φάσης σε πλάτος………………………………………………………………...61.2.3 Μετατροπή του ψηφιακού σήματος σε αναλογικό…………………………………………….81.2.4 Το χαμηλοπερατό φίλτρο…………………………………………………………………………..9

11..33 ΗΗ έέξξοοδδοοςς ττοουυ ααππεευυθθεείίααςς σσυυννθθέέττηη σσυυχχννοοττήήττωωνν .................................................. 991.3.1 Φασματική ανάλυση της εξόδου ενός απευθείας συνθέτη συχνοτήτων…………………..91.3.2 Θόρυβος στην έξοδο του απευθείας συνθέτη συχνοτήτων………………………………...13

1.3.2.1 Θόρυβος κβάντισης πλάτους .............................................................................................. 13

1.3.2.2 Θόρυβος περικοπής φάσης ................................................................................................ 14

1.3.2.3 Θόρυβος λόγω σφαλμάτων του μετατροπέα D/A................................................................ 16

1.3.2.4 Άλλες αιτίες ανεπιθύμητων φασματικών συνιστωσών......................................................... 16

11..44 ΠΠααρρααγγωωγγήή ααυυθθααίίρρεεττωωνν κκυυμμααττοομμοορρφφώώνν........................................................... 1177

11..55 ΑΑνναασσκκόόππηησσηη ...................................................................................................... 1199

11..66 ΒΒιιββλλιιοογγρρααφφίίαα...................................................................................................... 2200

ΚΚεεφφάάλλααιιοο 22 –– ΔΔιιαασσύύννδδεεσσηη ........................................................................................ 2222

22..11 ΓΓεεννιικκάά.................................................................................................................. 2222

22..22 ΔΔιιαασσύύννδδεεσσηη ττοουυ ΗΗ//ΥΥ μμεε ππεερριιφφεερρεειιαακκέέςς σσυυσσκκεευυέέςς ........................................... 22222.2.1 Παράλληλη και σειριακή μεταφορά πληροφοριών………………………………………….222.2.2 Ασύγχρονη σειριακή επικοινωνία μεταξύ Η/Υ και περιφερειακών……………………….23

22..33 ΜΜεεττααφφοορράά δδεεδδοομμέέννωωνν σσττοο εεσσωωττεερριικκόό μμιιααςς ηηλλεεκκττρροοννιικκήήςς δδιιάάττααξξηηςς .............. 22552.3.1 Δίαυλος σειριακής διασύνδεσης περιφερειακών (SPI)……………………………………..25


ΚΚεεφφάάλλααιιοο 33 –– ΑΑννάάππττυυξξηη υυλλιικκοούύ................................................................................ 2299

33..11 ΓΓεεννιικκάά.................................................................................................................. 2299

33..22 ΠΠρροοδδιιααγγρρααφφέέςς ττηηςς σσυυσσκκεευυήήςς............................................................................ 2299

33..33 ΤΤμμήήμμαατταα ττηηςς σσυυσσκκεευυήήςς ...................................................................................... 22993.3.1 Διασύνδεση με τον Η/Υ……………………………………………………………………………303.3.2 Διασύνδεση με το συνθέτη……………………………………………………………………….313.3.3 Ο συνθέτης………………………………………………………………………………………….333.3.4 Η μνήμη……………………………………………………………………………………………...353.3.5 Η έξοδος της συσκευής…………………………………………………………………………..35

ΠΕΡΙΕΧΟΜΕΝΑ iii

33..44 ΣΣχχεεδδιιαασσττιικκέέςς ππααρράάμμεεττρροοιι .................................................................................. 3366


ΚΚεεφφάάλλααιιοο 44 –– ΑΑννάάππττυυξξηη λλοογγιισσμμιικκοούύ ........................................................................ 3388

44..11 ΓΓεεννιικκάά.................................................................................................................. 3388

44..22 ΛΛοογγιισσμμιικκόό γγιιαα ττοονν μμιικκρροοεελλεεγγκκττήή ....................................................................... 33884.2.1 Αρχικές ρυθμίσεις………………………………………………………………………………….384.2.2 Διασύνδεση του Η/Υ με το συνθέτη……………………………………………………………..40

44..33 ΛΛοογγιισσμμιικκόό γγιιαα ττοονν ΗΗ//ΥΥ........................................................................................ 4400


ΚΚεεφφάάλλααιιοο 55 –– ΜΜεεττρρήήσσεειιςς κκααιι έέλλεεγγχχοοςς ...................................................................... 4422

55..11 ΚΚαατταασσκκεευυήή ττηηςς σσυυσσκκεευυήήςς.................................................................................. 4422

55..22 ΔΔοοκκιιμμήή ττηηςς σσυυσσκκεευυήήςς......................................................................................... 4422

55..33 ΒΒιιββλλιιοογγρρααφφίίαα..……………………………………………………………………………………………………………………………………………………......4444

ΚΚεεφφάάλλααιιοο 66 –– ΣΣυυμμππεερράάσσμμαατταα κκααιι ππρροοττάάσσεειιςς……………………………………………………………………………………....4455

66..11 ΣΣυυμμππεερράάσσμμαατταα ααππόό ττηηνν ππεειιρρααμμααττιικκήή δδιιααδδιικκαασσίίαα………………………………………………………………....4455

66..22 ΠΠρροοττάάσσεειιςς γγιιαα ββεελλττίίωωσσηη κκααιι ππεερρααιιττέέρρωω ααννάάππττυυξξηη………………………………………………………………44666.2.1 Βελτίωση του υλικού………………………………………………………………………………466.2.2 Βελτίωση του λογισμικού………………………………………………………………………...476.2.3 Προτάσεις εφαρμογής…………………………………………………………………………….48

66..33 ΔΔυυσσκκοολλίίεεςς κκααιι ππρροοββλλήήμμαατταα ππρροοςς εεππίίλλυυσσηη………………………………………………………………………………..44886.3.1 Ανάπτυξη υλικού.…………………………………………………………………………………..496.3.2 Ανάπτυξη λογισμικού.…………………………………………………………………………….50

66..44 ΒΒιιββλλιιοογγρρααφφίίαα..……………………………………………………………………………………………………………………………………………………....5511

ΑΑννττίί εεππιιλλόόγγοουυ…… ..…………………………………………………………………………………………………………………………………………………………5522

ΠΠααρράάρρττηημμαα AAΥλοποίηση της συσκευής..…………………………………………………………………………………53

ΑΑ..11 ΚΚυυκκλλωωμμααττιικκόό δδιιάάγγρρααμμμμαα ................................................................................... 5544

ΑΑ..22 ΚΚααττάάλλοογγοοςς εεξξααρρττηημμάάττωωνν.................................................................................... 5555

ΑΑ..33 ΤΤυυππωωμμέέννοο κκύύκκλλωωμμαα ........................................................................................... 5577

ΠΠααρράάρρττηημμαα ΒΒΑλγόριθμοι και λογισμικό………..…………………………………………………………………………58

ΒΒ..11 ΛΛοογγιικκόό δδιιάάγγρρααμμμμαα κκώώδδιικκαα μμιικκρροοεελλεεγγκκττήή ......................................................... 5588

ΒΒ..22 ΣΣττοοιιχχεείίαα λλοογγιισσμμιικκοούύ ττοουυ ΗΗ//ΥΥ .............................................................................. 6644

ΠΠααρράάρρττηημμαα ΓΓΑποτελέσματα μετρήσεων………….………………………………………………………………………65

ΠΠρρόόλλοογγοοςς

Στα σύγχρονα τηλεπικοινωνιακά συστήματα, υπάρχει η ανάγκη χρήσης ολοέναυψηλότερων συχνοτήτων καθώς και ακόμη πιο υψηλών ρυθμών μετάδοσης πληροφορίας.Αυτές οι δύο ανάγκες αλληλοεξαρτώνται και επηρεάζουν η μία την άλλη. Αυτό έχει σαναποτέλεσμα την ανάγκη παραγωγής υψηλών συχνοτήτων με μεγάλη ακρίβεια, σταθερότητακαι με δυνατότητα γρήγορης, σχεδόν ακαριαίας, μεταβολής τους, όπως για παράδειγμαστην περίπτωση των συστημάτων ευρέος φάσματος.

Η σύνθεση συχνοτήτων επιτρέπει την παραγωγή από μία σταθερή συχνότητααναφοράς πολλών διαφορετικών συχνοτήτων με αρκετά μεγάλη ακρίβεια και σταθερότητα,απλοποιώντας σημαντικά την υλοποίηση των διαφόρων τηλεπικοινωνιακών υποσυνόλων.Παράλληλα, η εξέλιξη των σύγχρονων υπολογιστικών συστημάτων και κυρίως ηολοκλήρωση σε ολοένα μικρότερες διαστάσεις επέτρεψε τη διάδοση της τεχνικής τηςαπευθείας ψηφιακής σύνθεσης, που είναι το αντικείμενο της παρούσας ΔιπλωματικήςΕργασίας. Αυτή η τεχνική συνδυάζει τις απαιτήσεις που αναφέρθηκαν στην αρχή με τηναπλότητα στην εφαρμογή και την ευκολία χρήσης, τόσο μεμονωμένα όσο και σαν μέροςενός μεγαλύτερου λειτουργικού συνόλου.

Στην παρούσα εργασία αυτή η τεχνική εφαρμόστηκε στην ανάπτυξη και κατασκευήμιας γεννήτριας συχνοτήτων. Η διάβαση από τη θεωρητική σύλληψη στην πρακτικήεφαρμογή είχε μεγάλο ενδιαφέρον και ήταν η κυριότερη πρόκληση σ’ αυτήν την εργασία.Επίσης, έπρεπε να συνδυαστούν πληροφορίες και γνώσεις από διαφορετικά αντικείμενα,όπως οι μικροϋπολογιστές και οι γλώσσες προγραμματισμού, αλλά και οι τεχνικές σχε-δίασης κυκλωμάτων και μετρήσεων υψηλών συχνοτήτων. Το γεγονός αυτό δείχνει πως ηεπιστήμη και η απασχόληση του Ηλεκτρολόγου Μηχανικού και Μηχανικού Υπολογιστώνδεν μπορεί να περιοριστεί αποκλειστικά σε ένα μόνο αντικείμενο ή σε μια περιορισμένουεύρους γνωστική περιοχή, καθώς στη σύγχρονη τεχνολογία είναι απαραίτητη η σύνθεσηγνώσεων από διαφορετικά πεδία, ώστε να προκύψει το ζητούμενο αποτέλεσμα και νακαλυφθούν διάφορες ανάγκες μ’ αυτό.

Πρέπει να αναφερθεί εδώ ότι σ’ αυτήν την εργασία έγινε προσπάθεια να συνδυαστείη ακρίβεια και η αυστηρότητα που απαιτείται από έναν αυριανό επαγγελματία Μηχανικό,μαζί με την αγάπη του αληθινού ερασιτέχνη για την τέχνη που υπηρετεί. Παράλληλα, οιεμπειρίες και γνώσεις που αποκομίσθηκαν αποτελούν, χωρίς άλλο, χρήσιμα εφόδια για τηνεπαγγελματική ενασχόληση με τις σύγχρονες τεχνολογίες επικοινωνίας.

Θεσσαλονίκη, Μάρτιος 2002

Γ.Μ.

ΕΥΧΑΡΙΣΤΙΕΣ ΣΤΟΥΣ:! Βάσω Οικονομίδου, Θόδωρο Βασιλειάδη, ΜιχάληΧριστοδούλου, Δημήτρη Νότη και Αγγελική Μονέδα,

Υποψήφιους Διδάκτορες του Τμήματος Ηλεκτρολόγων

Μηχανικών και Μηχανικών Υπολογιστών Α.Π.Θ. για τη συμβολή

και τη συμπαράστασή τους

! Ηλία Κίτσα, Μεταπτυχιακό Φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων

Μηχανικών και Μηχανικών Υπολογιστών Α.Π.Θ. για τη σημαντική

βοήθειά του

! Λάζαρο και Τάσο Παπαδόπουλο, για τις συμβουλές σχετικά με

το τυπωμένο κύκλωμα και για την κατασκευή του

! Γρηγόριο Βαρελά, για τη βοήθειά του στη συναρμολόγηση του

κυκλώματος

ΙΔΙΑΙΤΕΡΕΣ ΕΥΧΑΡΙΣΤΙΕΣ:! Στον αδελφό μου Μιχάλη Μεταξά, Διπλ. Χημικό Μηχανικό

Ε.Μ.Π., για την παραχώρηση του Η/Υ του για την εκτέλεση

μέρους αυτής της εργασίας

! Στον αγαπητό φίλο Βασίλη Κωστόπουλο, Διπλ. Μηχανικό

Μεταλλείων – Μεταλλουργό Ε.Μ.Π. για τον έλεγχο των κειμένων

και τις παρατηρήσεις του

! Στους καλούς συναδέλφους Πέτρο Κατσή και Γιώργο Πάσχο,

για τη χρήσιμη ανταλλαγή γνώσεων και εμπειριών, αλλά και για τη

συναδελφική… αλληλεγγύη τους

ΘΕΡΜΕΣ ΕΥΧΑΡΙΣΤΙΕΣ ΣΤΟΥΣ:! Δρ. Věnceslav F. Kroupa της Τσεχικής Ακαδημίας Επιστημών

για την ευγενική προσφορά άρθρου του

! Δρ. Γεώργιο Σεργιάδη, Αναπληρωτή Καθηγητή του Τμήματος

Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Μηχανικών Υπολογιστών Α.Π.Θ.,

για την εμπιστοσύνη και τη βοήθειά του

ΜΙΑ ΣΕΛΙΔΑ ΚΕΝΗ ΓΙΑ ΤΟΥΣ ΑΦΑΝΕΙΣ

Στους συμπατριώτες εκείνους

που από το υστέρημά τους

συντηρούν το όνειρο

για τεχνολογική ανάπτυξη και πρόοδο

της Πατρίδας μας

ΕΕιισσααγγωωγγήή

Η παρούσα Διπλωματική Εργασία πραγματεύεται την ανάπτυξη και κατασκευή

μιας γεννήτριας κυματομορφών βασισμένης στην τεχνική της απευθείας ψηφιακής

σύνθεσης συχνοτήτων. Για το σκοπό αυτό η σχετική ύλη διαρθρώνεται σε έξι κεφάλαια.

Το Κεφάλαιο 1 πραγματεύεται τη θεωρία της απευθείας ψηφιακής σύνθεσης

συχνοτήτων. Μετά από μια γενική περιγραφή της μεθόδου και μια αναφορά στα

πλεονεκτήματα και στους περιορισμούς της, περιγράφεται ένα τυπικό σύστημα απευ-

θείας ψηφιακής σύνθεσης συχνοτήτων καθώς και κάθε βαθμίδα του ξεχωριστά. Ιδιαίτε-

ρη έμφαση δίνεται στη φασματική ανάλυση της εξόδου ενός ψηφιακού συνθέτη συχνο-

τήτων καθώς οι περιορισμοί της τεχνικής της ψηφιακής σύνθεσης συχνοτήτων έχουν

άμεσο αντίκτυπο στο φάσμα του συντιθέμενου σήματος. Επίσης, γίνεται μια αναφορά

στην παραγωγή αυθαιρέτων κυματομορφών με απευθείας ψηφιακή σύνθεση και το

κεφάλαιο κλείνει με μια ανασκόπηση των κυριότερων σημείων της θεωρίας.

Στο Κεφάλαιο 2 αναφέρονται διάφοροι τρόποι μετάδοσης ψηφιακής πληροφο-

ρίας μεταξύ ενός υπολογιστή και των περιφερειακών του. Ιδιαίτερη αναφορά γίνεται

στις σειριακές επικοινωνίες, οι οποίες και χρησιμοποιήθηκαν στη συσκευή που

αναπτύχθηκε. Πρώτα εξετάζεται η ασύγχρονη σειριακή επικοινωνία μεταξύ ενός υπο-

λογιστή και διαφόρων περιφερειακών συσκευών μέσω του διαύλου RS232 και στη

συνέχεια εξετάζεται η σύγχρονη σειριακή μετάδοση πληροφοριών από και προς έναν

μικροελεγκτή μέσω του διαύλου SPI.

Στο Κεφάλαιο 3 αναπτύσσεται το σκεπτικό γύρω από τη σχεδίαση και

υλοποίηση της συσκευής. Αρχικά δίνεται το διάγραμμα βαθμίδων της συσκευής και

στη συνέχεια περιγράφεται διεξοδικά η σχεδίαση κάθε επιμέρους βαθμίδας.

Στο Κεφάλαιο 4 γίνεται αναφορά στην ανάπτυξη του απαραίτητου λογισμικού

για τη συσκευή. Περιγράφεται η λογική πίσω από το λογισμικό, τόσο του μικροελεγκτή

που περιλαμβάνει η συσκευή όσο και του Η/Υ που υλοποιεί τη διασύνδεση με το

χειριστή της συσκευής (user interface).

Στο Κεφάλαιο 5 παρουσιάζονται στοιχεία από τις φάσεις κατασκευής της

συσκευής καθώς και από την εργαστηριακή δοκιμή της. Τα αποτελέσματα των

μετρήσεων που έγιναν παρατίθενται στο Παράρτημα Γ.

Στο Κεφάλαιο 6 γίνεται ανασκόπηση όλων των παραπάνω με στόχο την

εξαγωγή χρήσιμων συμπερασμάτων και την διατύπωση προτάσεων για μελλοντική

εξέλιξη της συσκευής. Επίσης, αναφέρονται οι διάφορες δυσκολίες που απαντήθηκαν

ΕΙΣΑΓΩΓΗ 2

κατά τη διεξαγωγή της όλης εργασίας καθώς και τι αντίκτυπο είχαν στη διαμόρφωση

και εξέλιξή της.

Στο Παράρτημα Α παρατίθεται το κυκλωματικό διάγραμμα της συσκευής μαζί με

τον κατάλογο εξαρτημάτων και τις μακέτες για το πρωτότυπο τυπωμένο κύκλωμα.

Στο Παράρτημα Β παρατίθενται σε περίληψη βασικά στοιχεία του λογισμικού για

το μικροελεγκτή και για τον Η/Υ.

Στο Παράρτημα Γ, όπως προαναφέρθηκε, παρατίθενται τα αποτελέσματα των

μετρήσεων που εκτελέστηκαν κατά τη διάρκεια των εργαστηριακών δοκιμών.

Αναπόσπαστο μέρος αυτής της Διπλωματικής Εργασίας αποτελεί το

συνοδευτικό CD της. Εκεί βρίσκονται σε ηλεκτρονική μορφή όλα τα σχετικά κείμενα, ο

πηγαίος κώδικας του λογισμικού που αναπτύχθηκε καθώς και μεγάλος αριθμός

βιβλιογραφικών πηγών σε μορφή ιστοσελίδων και PDF.

ΚΚεεφφάάλλααιιοο 11 –– ΑΑππεευυθθεείίααςς ψψηηφφιιαακκήή σσύύννθθεεσσηη σσυυχχννοοττήήττωωνν

1.1 Γενικά

Μια εναλλακτική προσέγγιση για την υλοποίηση συνθετών συχνότητας είναι η

χρήση ψηφιακών τεχνικών για τη σύνθεση ημιτονικού σήματος και η μετατροπή αυτού

του ψηφιακού σήματος σε αναλογικό. Τα πλεονεκτήματα αυτής της προσέγγισης

οφείλονται στα γνωστά πλεονεκτήματα της ψηφιακής επεξεργασίας σημάτων: ακρίβεια,

απουσία ολίσθησης συχνότητας και ολοκλήρωση των συστημάτων σε ολοένα μεγα-

λύτερες κλίμακες, δηλαδή μικρότερες διαστάσεις. [Lars1997] Ιστορικά, η πρώτη

εφαρμογή αυτής της τεχνικής έγινε το 1971 από τους J. Tierney, C. Rader και B. Gold

στο εργαστήριο Lincoln του ΜΙΤ. [Tier1971]

Η βασική ιδέα της απευθείας ψηφιακής σύνθεσης συχνοτήτων (direct digital

frequency synthesis, DDS) είναι η αποθήκευση σε μια μνήμη Ν δειγμάτων που

λήφθηκαν από ένα περιοδικό σήμα με ομοιόμορφη δειγματοληψία. Στη συνέχεια,

διαβάζοντας τα περιεχόμενα αυτής της μνήμης με το κατάλληλο βήμα, δηλαδή ένα-ένα

με τη σειρά, ανά δύο, ανά τρία κ.ο.κ., δημιουργείται ένα ψηφιακό σήμα με συχνότητα

που εξαρτάται από τη συχνότητα χρονισμού που απαιτείται για την ανάγνωση της

μνήμης, καθώς και από το βήμα με το οποίο διαβάζονται οι τιμές των δειγμάτων από

τη μνήμη. Αυτό το σήμα οδηγείται σε έναν μετατροπέα D/A και αμέσως μετά σε ένα

χαμηλοπερατό φίλτρο, από την έξοδο του οποίου λαμβάνεται το αναλογικό περιοδικό

σήμα, του οποίου τα δείγματα αρχικά διαβάστηκαν, με την επιθυμητή συχνότητα.

[Σεργ2000]

Για την εύκολη κατανόηση της ιδέας αυτής ας θεωρηθεί η μελέτη ενός σημείου

πάνω στην περιφέρεια ενός τροχού που στρέφεται με σταθερή ταχύτητα γύρω από το

κέντρο του. Η προβολή αυτού του σημείου σε ένα επίπεδο παράλληλο προς τον άξονα

περιστροφής του τροχού είναι ένα σημείο που εκτελεί απλή αρμονική ταλάντωση με

συχνότητα ίδια μ’ αυτήν της περιστροφής του τροχού. Κάθε πλήρης περιστροφή του

τροχού παριστάνει μια πλήρη περίοδο της κυματομορφής του ταλαντωτή και η ταχύ-

τητα περιστροφής (γωνιακή ταχύτητα) αντιστοιχεί στη συχνότητα. Καθώς η ταχύτητα

περιστροφής είναι σταθερή, η απομάκρυνση του ταλαντωτή από τη θέση ισορροπίας

είναι ημιτονική. Κάθε σημείο πάνω στην περιφέρεια του τροχού αντιστοιχεί σε ένα

συγκεκριμένο σημείο της κυματομορφής του ταλαντωτή με συγκεκριμένη φάση, όπως

φαίνεται στην Εικ. 1.1. Αν θεωρηθεί ότι το σημείο πάνω στην περιφέρεια του τροχού

μπορεί να πάρει συγκεκριμένες διακριτές θέσεις, ομοιόμορφα κατανεμημένες πάνω

ΚΕΦΑΛΑΙΟ 1 4

στην περιφέρεια του τροχού, τότε διαλέγοντας με κάποιον τρόπο σε ποιες θέσεις θα

βρίσκεται το σημείο κάθε στιγμή ουσιαστικά μεταβάλλεται η ταχύτητα περιστροφής του

τροχού, δηλαδή η συχνότητα περιστροφής, δηλαδή τελικά η συχνότητα της κυματο-

μορφής του ταλαντωτή. Άρα, με μεταβολή του βήματος με το οποίο το σημείο κινείται

πάνω στην περιφέρεια του τροχού, επιτυγχάνεται μεταβολή της συχνότητας περι-

στροφής του τροχού και άρα και της συχνότητας του αρμονικού ταλαντωτή, που δεν

είναι άλλος από την προβολή του κινούμενου – στρεφόμενου – σημείου σε ένα επί-

πεδο παράλληλο προς τον άξονα περιστροφής του τροχού.

Εικ. 1.1 – Κάθε σημείο πάνω στο στρεφόμενο τροχό αντιστοιχεί σε ένα σημείο μιας ημιτονικής

κυματομορφής. Αν αυτά τα σημεία αναπαριστώνται από δυαδικούς αριθμούς, τότε το πλήθος των bit, Ν,

σχετίζεται με το πλήθος των σημείων που μπορούν να αναπαρασταθούν, 2Ν. [ARRL1994]

Αξίζει να σημειωθεί η ομοιότητα της τεχνικής αυτής με έναν μειωτήρα στροφών

με οδοντωτούς τροχούς. Και στις δύο περιπτώσεις, χρησιμοποιείται μια σταθερή και

συγκεκριμένη συχνότητα αναφοράς για να παραχθούν αφ’ ενός γωνιακές συχνότητες

περιστροφής από το μειωτήρα, αφ’ ετέρου ηλεκτρομαγνητικές συχνότητες από τον

ψηφιακό συνθέτη συχνοτήτων. Η προφανής διαφορά, ωστόσο, είναι το γεγονός ότι ο

μειωτήρας παράγει μερικές συγκεκριμένες γωνιακές συχνότητες περιστροφής, ενώ ο

ψηφιακός συνθέτης συχνοτήτων μπορεί να παράγει οποιαδήποτε συχνότητα μέσα σε

κάποια όρια, τα οποία θα εξαταστούν παρακάτω. [Krou1999]


Για τη χαμηλότερη δυνατή συχνότητα εξόδου θα πρέπει να διαβαστούν από τη

μνήμη οι τιμές Ν διακριτών δειγμάτων, μία προς μία. Η διπλάσια συχνότητα από τη

χαμηλότερη δυνατή θα παράγεται χρησιμοποιώντας τα ίδια δείγματα, αλλά διαβάζο-

ντας ανά δύο δείγματα. Γενικεύοντας, για την k-οστή αρμονική της χαμηλότερης

συχνότητας τα δείγματα διαβάζονται από τη μνήμη ανά k. [Smit1998]

Σημειώνεται ότι με αυτήν την τεχνική μπορεί να αναπαραχθεί οποιοδήποτε

περιοδικό σήμα από δείγματα μιας περιόδου του ή και κλάσματος αυτής, όπως θα

δειχθεί παρακάτω (§1.2.2). Συνήθως χρησιμοποιούνται δείγματα ημιτόνου, ενώ σε

μερικές υλοποιήσεις αυτής της τεχνικής μπορούν να παραχθούν περιοδικές κυματο-

μορφές που σχεδιάζονται από το χρήστη του συστήματος. Στην περίπτωση αυτή το

σύστημα είναι μια γεννήτρια αυθαίρετων κυματομορφών (arbitrary waveform gene-

rator).

1.2 Περιγραφή της λειτουργίας ενός ψηφιακού συνθέτη συχνοτήτων

Το λειτουργικό διάγραμμα ενός απλού συστήματος απευθείας ψηφιακής

σύνθεσης συχνοτήτων φαίνεται στην Εικ. 1.2. Τα υποσύνολα που το απαρτίζουν είναι

ένας συσσωρευτής φάσης (phase accumulator), ένα σύστημα μετατροπής της φάσης

σε πλάτος, ένας μετατροπέας D/A και ένα χαμηλοπερατό φίλτρο.

Εικ. 1.2 – Λειτουργικό διάγραμμα ενός συστήματος απευθείας ψηφιακής σύνθεσης συχνοτήτων

[Vank2000]

1.2.1 Ο συσσωρευτής φάσης

Στην απλούστερη μορφή του, ο συσσωρευτής φάσης μπορεί να είναι ένας

δυαδικός απαριθμητής μεταβλητού λόγου διαίρεσης (modulo). Τα δεδομένα εισόδου

προγραμματίζουν τον απαριθμητή ώστε αυτός να προσθέτει μια συγκεκριμένη δυαδική

τιμή στο περιεχόμενό του σε κάθε κύκλο ρολογιού. Αυτή καθορίζει το λόγο διαίρεσης


του απαριθμητή και αντιπροσωπεύει το μέγεθος του «άλματος» στη μέτρηση του

απαριθμητή. Η έξοδος του απαριθμητή είναι η επιθυμητή φάση του σήματος εξόδου

που έχει αντιστοιχιστεί σε μια δυαδική λέξη μήκους Ν bit. [ARRL1994]

Αναφερόμενοι στην Εικ. 1.2, ο συσσωρευτής φάσης αποτελείται από έναν κατα-

χωρητή των Ν bit όπου αποθηκεύεται η λέξη βήματος φάσης (phase increment word),

ακολουθούμενο από έναν πλήρη αθροιστή επίσης των Ν bit και έναν απαριθμητή. Με

κάθε παλμό χρονισμού, αυτά τα δεδομένα προστίθενται στα περιεχόμενα του απαριθ-

μητή. Η λέξη βήματος φάσης αντιπροσωπεύει ένα άλμα στη φάση το οποίο προστί-

θεται στην προηγούμενη τιμή με κάθε παλμό χρονισμού ώστε να παραχθεί μια γραμ-

μικά αυξανόμενη ψηφιακή τιμή. Όταν ο απαριθμητής υπερχειλίσει, δηλαδή όταν η τιμή

που πρόκειται να μετρήσει στον επόμενο παλμό χρονισμού είναι μεγαλύτερη από 2Ν,

το αποτέλεσμα της υπερχείλισης [(τιμή) – 2Ν] χρησιμοποιείται ως «κρατούμενο» και

προστίθεται δυαδικά στην τιμή του απαριθμητή, όπως φαίνεται στην Εικ. 1.2. Με τον

τρόπο αυτόν η τιμή του απαριθμητή είναι πάντοτε μικρότερη από 2Ν. Ο ρυθμός των

υπερχειλίσεων είναι η συχνότητα εξόδου

2 ,

2CLK

outNCLK

outf

ff

Mf ≤∀⋅= (1.1)

όπου Μ είναι η λέξη βήματος φάσης, Ν είναι το μήκος σε bit του συσσωρευτή φάσης,

fCLK είναι η συχνότητα χρονισμού και fout είναι η συχνότητα εξόδου. Ο περιορισμός στην

Εξ.(1.1) προκύπτει από το θεώρημα δειγματοληψίας (βλ. και §1.3.1). Η λέξη βήματος

φάσης στην Εξ.(1.1) είναι ένας ακέραιος αριθμός, οπότε η αναλυτικότητα στη συχνό-

τητα βρίσκεται θέτοντας M = 1 [Vank2000]

NCLKf

f2

Δ = (1.2)

Από τα παραπάνω συμπεραίνεται ότι, για έναν συγκεκριμένο συνθέτη με

σταθερή συχνότητα χρονισμού, η συχνότητα εξόδου του εξαρτάται από τη λέξη βή-

ματος φάσης. Γι’ αυτό το λόγο, αυτή η λέξη λέγεται και λέξη ρύθμισης συχνότητας

(frequency tuning word, FTW). Στα παρακάτω θα χρησιμοποιούνται και οι δύο όροι με

την ίδια σημασία.

1.2.2 Μετατροπή της φάσης σε πλάτος

Κάθε δείγμα της εξόδου του συσσωρευτή φάσης είναι η τιμή της φάσης ενός

δείγματος της επιθυμητής κυματομορφής. Επομένως, είναι απαραίτητη η χρήση ενός

πίνακα δεδομένων που θα μετατρέπει τη στιγμιαία έξοδο του συσσωρευτή φάσης σε


ένα δείγμα της επιθυμητής περιοδικής κυματομορφής, το οποίο θα οδηγείται στο

μετατροπέα D/A. [AD1999]

Ο πίνακας δεδομένων υλοποιείται γενικά με μια μνήμη ROM. Η έξοδος του συσ-

σωρευτή φάσης οδηγείται στο διάδρομο διευθύνσεων (address bus) της ROM. Στο

διάδρομο δεδομένων (data bus) της ROM εμφανίζεται η αντίστοιχη τιμή πλάτους, η

οποία οδηγείται στο μετατροπέα D/A. Για λόγους οικονομίας αξιοποιούνται οι συμ-

μετρίες που τυχόν υπάρχουν στην επιθυμητή κυματομορφή – π.χ. στην περίπτωση της

ημιτονικής κυματομορφής αξιοποιείται η συμμετρία τετάρτου μήκους κύματος που αυτή

έχει – και στη ROM αποθηκεύονται οι κατάλληλες τιμές δειγμάτων. Στην περίπτωση

αυτή ο συσσωρευτής φάσης «διατρέχει» τα περιεχόμενα της ROM προς δύο

κατευθύνσεις, όπως στην Εικ. 1.3, και θέτει ανάλογα θετικό ή αρνητικό πρόσημο στα

δείγματα που δείχνει. Όπως αναφέρθηκε και στην §1.1, με σταθερή συχνότητα χρονι-

σμού, λιγότερα άλματα στη φάση αυξάνουν τη συχνότητα εξόδου και περισσότερα

άλματα στη φάση μειώνουν τη συχνότητα εξόδου. [ARRL1994]

Εικ. 1.3 – Παράσταση των δεδομένων ενός πίνακα τιμών ημιτόνου. Για οικονομία μνήμης έχει

αποθηκευθεί μόνο το ένα τέταρτο της περιόδου του ημιτόνου. Με κατάλληλο τρόπο, οι τιμές του πίνακα

διατρέχονται τόσο προς μεγαλύτερες τιμές διευθύνσεων, όσο και προς μικρότερες. [ARRL 1994]

Το μέγεθος της μνήμης καθώς και το βάθος της, δηλαδή το μήκος μιας λέξης

μνήμης σε bit, είναι παράμετροι που επηρεάζουν τόσο το κόστος του συστήματος, όσο

και τις προδιαγραφές του σχετικά με το θόρυβο εξόδου. Παρακάτω (§1.3.2.2) θα γίνει

λεπτομερής αναφορά. Προς το παρόν ας σημειωθεί ότι στην πράξη, για λόγους

οικονομίας μνήμης, η λέξη του συσσωρευτή φάσης δεν εισάγεται ολόκληρη στο

διάδρομο διευθύνσεων της ROM, αλλά χρησιμοποιείται ένα αποκομμένο τμήμα της

μήκους k bit (k < N), όπως δείχνει η Εικ. 1.2. Έτσι διευθυνσιοδοτούνται λιγότερες


θέσεις μνήμης απ’ ότι στην περίπτωση που θα χρησιμοποιούταν ολόκληρη η λέξη του

συσσωρευτή φάσης. Ακόμη, σε μερικές περιπτώσεις, για μεγαλύτερη οικονομία

μνήμης, χρησιμοποιούνται τεχνικές συμπίεσης δεδομένων. [Lars1997]

1.2.3 Μετατροπή του ψηφιακού σήματος σε αναλογικό

Οι δυαδικές λέξεις – τιμές των δειγμάτων που διαβάζονται από τον πίνακα τιμών

εισέρχονται σε έναν μετατροπέα D/A, στην έξοδο του οποίου λαμβάνονται οι τιμές των

δειγμάτων. Τα δείγματα που παράγονται στην έξοδο του μετατροπέα D/A προέρχονται

από ένα ιδανικό περιοδικό σήμα, αλλά είναι αλλοιωμένα από ντετερμινιστικό θόρυβο

λόγω της κβάντισης του ιδανικού σήματος και της κωδικοποίησης των δειγμάτων του

σε ψηφιακές λέξης πεπερασμένου μήκους. Περισσότερα γι’ αυτό αναφέρονται στην

§1.3.2.1.

Ένα πρόβλημα των μετατροπέων D/A είναι η μη γραμμική απόκρισή τους.

Όπως φαίνεται στην Εικ. 1.4α, η πραγματική καμπύλη μεταφοράς και η ευθεία που

διέρχεται από το σημείο μηδενικής τάσης εξόδου και το σημείο μέγιστης τάσης εξόδου

πάντοτε αποκλίνουν. Η μέγιστη απόκλιση των δύο καμπυλών λέγεται σφάλμα γραμμι-

κότητας. Ακόμη, ο μετατροπέας D/A μπορεί να παρουσιάσει ψευδοπαλμούς (glitches)

ή μικρές ταλαντώσεις (ringing) λόγω των παρασιτικών χωρητικοτήτων στους ακροδέ-

κτες του, όπως στην Εικ. 1.4β, πράγμα που μπορεί επίσης να χειροτερεύσει την

κυματομορφή εξόδου. [Lars1997], [Κούλ1998]

(α) (β)Εικ. 1.4 – (α) Σφάλμα γραμμικότητας ενός μετατροπέα D/A. (β) Ψευδοπαλμοί και μικρές ταλαντώσεις

στην πραγματική τάση εξόδου ενός μετατροπέα D/A. [Κούλ1998]


1.2.4 Το χαμηλοπερατό φίλτρο

Η έξοδος του μετατροπέα D/A είναι ένα διακριτό σήμα, του οποίου το φάσμα

εμφανίζει περιοδικότητα στη συχνότητα. Για να ληφθεί ένα σήμα συνεχές στο χρόνο

(αναλογικό), το διακριτό σήμα πρέπει να διέλθει μέσα από ένα φίλτρο – φίλτρο ανακα-

τασκευής του αναλογικού σήματος – το οποίο θα αποκόψει τις φασματικές συνιστώσες

εκτός της ζώνης Nyquist. Ιδιαίτερα όταν ο συνθέτης παράγει την υψηλότερη δυνατή

συχνότητα εξόδου, όπου εκεί, σύμφωνα με το θεώρημα Nyquist, δύο ή μερικά μόνο

δείγματα είναι αρκετά για να υλοποιηθεί η συχνότητα αυτή, σημαντικό ποσοστό ισχύος

κατανέμεται εκτός της επιθυμητής (θεμελιώδους) συχνότητας. [Σεργ2000] Επομένως,

πρόκειται για ένα χαμηλοπερατό φίλτρο.

Για να είναι ένα τέτοιο φίλτρο υλοποιήσιμο, ένας αποδεκτός κανόνας είναι ο

περιορισμός του εύρους ζώνης συχνοτήτων εξόδου στο 40% περίπου της συχνότητας

χρονισμού. Αυτό έχει ως αποτέλεσμα μια οικονομικά συμφέρουσα υλοποίηση του

φίλτρου. [AD1999]. Λεπτομερής αναφορά στη βαθμίδα αυτή θα γίνει παρακάτω (§1.3).

1.3 Η έξοδος του απευθείας συνθέτη συχνοτήτων

1.3.1 Φασματική ανάλυση της εξόδου ενός απευθείας συνθέτη συχνοτήτων

Η έξοδος ενός απευθείας συνθέτη συχνοτήτων είναι το αποτέλεσμα της

επεξεργασίας ενός διακριτού σήματος, το οποίο κατασκευάστηκε σύμφωνα με όσα

αναφέρθηκαν παραπάνω, από ένα χαμηλοπερατό φίλτρο. Το διακριτό σήμα που

εισέρχεται στο φίλτρο είναι, στην πραγματικότητα, μια «κλιμακωτή» κυματομορφή

(staircase waveform) ή, καλύτερα, μια ακολουθία δειγμάτων με επίπεδη κορυφή που

προέρχεται από τη λειτουργία του μετατροπέα D/A, όπως δείχνει η Εικ. 1.5. Αυτό το

σήμα από μόνο του έχει πλούσιο φασματικό περιεχόμενο, καθώς οι απότομες μεταβά-

σεις από μια τιμή πλάτους σε μια άλλη γεννούν υψίσυχνες φασματικές συνιστώσες.

Αποδεικνύεται [Hayk1995] ότι η επεξεργασία της ακολουθίας δειγμάτων με

επίπεδη κορυφή από ένα χαμηλοπερατό φίλτρο ανακατασκευής με σκοπό την παρα-

γωγή αναλογικού σήματος με τη θεμελιώδη συχνότητα, είναι ισοδύναμη με τη διέλευση

του επιθυμητού αναλογικού σήματος μέσω ενός χαμηλοπερατού φίλτρου, του οποίου

η συνάρτηση μεταφοράς είναι ο μετασχηματισμός Fourier του παλμού δειγματοληψίας.

Στην περίπτωση του απευθείας συνθέτη συχνοτήτων, έστω ότι το αναλογικό σήμα

εξόδου είναι ένα ημίτονο και ο παλμός δειγματοληψίας είναι ορθογώνιος με διάρκεια

1/fCLK. Αν ο παλμός δειγματοληψίας h(t) έχει τη μορφή


==

<<

=

αλλού , 0

και 0 , 21

0 , 1

)( CLK

CLK

Ttt

Tt

th (1.4)

τότε ο μετασχηματισμός Fourier είναι

( ) CLKCLK fTπj

CLKCLK

fTπjCLKCLK e

ff

fefTTfH −− ⋅

=⋅= sinc1sinc)( , (1.5)

Εικ. 1.5 – Μορφή του σήματος εξόδου σε κάθε βαθμίδα του απευθείας συνθέτη συχνότητας. Η έξοδος

του μετατροπέα D/A είναι μια ακολουθία δειγμάτων με επίπεδη κορυφή που παρεμβάλλει την επιθυμητή

συνεχή κυματομορφή. [Vank2000]

το σήμα g(t) είναι μια ημιτονοειδής συνάρτηση του χρόνου

( ) ( )[ ]outoutFT

out ffδffδAfGtfπAtg ++−= →←=2

)(2cos)( (1.6)

και επομένως το φάσμα της εξόδου του μετατροπέα D/A είναι

( )

( ) ( )[ ] CLKfTπj

CLKnCLKoutCLKout

nCLKCLK

ef

fnfffδnfffδA

fHnffGffS

−∞

−∞=

∞

−∞=

⋅

⋅−++−−=

=⋅−=

∑

∑

sinc2

)()((1.7)


Η Εξ.(1.7) δείχνει ότι στην έξοδο του μετατροπέα D/A εμφανίζονται, εκτός της

επιθυμητής συχνότητας fout, και φασματικές συνιστώσες στις συχνότητες CLKout nff ± ,

όπου εδώ n > 0. Καθώς το σήμα στην έξοδο του μετατροπέα D/A είναι διακριτό, το

φάσμα του είναι περιοδικό με περίοδο στη συχνότητα CLK

CLK fT 1= . Η περιβάλλουσα

των φασματικών συνιστωσών είναι το μέτρο της συνάρτησης ( )CLKfTsinc . Από αυτές

τις φασματικές συνιστώσες, η επιθυμητή είναι η συχνότητα fout, η οποία απομονώνεται

με το χαμηλοπερατό φίλτρο εξόδου. Επειδή με αυτόν τον τρόπο ουσιαστικά ανακα-

τασκευάζεται το αναλογικό σήμα g(t), το φίλτρο λέγεται και φίλτρο ανακατασκευής.

Σύμφωνα με όσα αναφέρθηκαν παραπάνω, η έξοδος ενός ιδανικού φίλτρου

ανακατασκευής είναι

( ) ( )[ ] CLKfTπj

CLKoutout e

ffffδffδAfHfG −⋅

⋅++−= sinc

2)()( (1.8)

Η συνιστώσα συχνότητας outCLK ff − είναι η πλησιέστερη προς τη ζώνη Nyquist

φασματική συνιστώσα και είναι η πρώτη που θα εμφανιστεί εκεί αν η συχνότητα

εξόδου υπερβεί το όριο Nyquist, δηλαδή αν 2

CLKout

ff > . Προφανώς, σ’ αυτήν την περί-

πτωση το σήμα στην έξοδο θα είναι παραμορφωμένο εξαιτίας της επικάλυψης

(aliasing) που θα εισαχθεί λόγω του χαμηλού ρυθμού δειγματοληψίας και αυτή η ανε-

πιθύμητη συνιστώσα δεν μπορεί να εξαλειφθεί με το φιλτράρισμα του σήματος. Από

την άλλη πλευρά, όπως αναφέρθηκε στην §1.2.4, τα χαρακτηριστικά του φίλτρου

πρέπει να είναι τέτοια ώστε η υλοποίησή του να μην έχει υπερβολικό κόστος. Για

αυτούς τους λόγους το εύρος ζώνης των συχνοτήτων εξόδου περιορίζεται στο 40%

περίπου της συχνότητας χρονισμού. [AD1999]

Όπως προαναφέρθηκε, η περιβάλλουσα των φασματικών συνιστωσών της

εξόδου του μετατροπέα D/A είναι το μέτρο της συνάρτησης ( )CLKfTsinc . Μέσα στη

ζώνη Nyquist, το πλάτος της συχνότητας εξόδου fout μειώνεται ακολουθώντας την περι-

βάλλουσα της ( )CLKfTsinc . Η μεταβολή της στάθμης εξόδου από τη μηδενική συχνό-

τητα (dc) ως τη συχνότητα Nyquist είναι –3,92 dΒ. Για να διατηρείται σταθερό το

πλάτος της εξόδου μέσα σε ολόκληρη τη ζώνη Nyquist, μετά το φίλτρο ανακατασκευής

συνήθως προστίθεται ένα χαμηλοπερατό φίλτρο με απόκριση συχνότητας

( )CLKfTsinc1 , ώστε να εξισορροπείται η μεταβολή του πλάτους της εξόδου και να


παραμένει σταθερή με ικανοποιητική ακρίβεια (± 0,1 dB) στο 80% περίπου της ζώνης

Nyquist. [AD1999]

Στην Εικ. 1.7 εμφανίζεται το φάσμα της εξόδου του μετατροπέα D/A ενός

απευθείας συνθέτη συχνοτήτων με συχνότητα χρονισμού 300 MHz.

Εικ. 1.6 – Μορφή του παλμού δειγματοληψίας h(t) (α) στο πεδίο του χρόνου, (β) στο πεδίο της

συχνότητας. [Hayk1995]

Εικ. 1.7 – Φάσμα πλάτους της εξόδου του μετατροπέα D/A ενός απευθείας συνθέτη συχνοτήτων. Η

συχνότητα χρονισμού είναι 300 MHz και η συχνότητα εξόδου είναι 80 MHz. [AD1999]


1.3.2 Θόρυβος στην έξοδο του απευθείας συνθέτη συχνοτήτων

Το κατώφλι θορύβου ενός απευθείας συνθέτη συχνοτήτων προσδιορίζεται κατ’

αρχήν από τον αθροιστικό συνδυασμό του θερμικού θορύβου και των ζεύξεων του

κυκλώματος με το ηλεκτρομαγνητικό του περιβάλλον. Εκτός από αυτούς τους παρά-

γοντες, η σταθερότητα τόσο της συχνότητας χρονισμού, όσο και της τάσης τροφοδο-

σίας επηρεάζουν την απόδοση του συστήματος σχετικά με τη στάθμη θορύβου της

εξόδου. [AD1999]

Επίσης, μερικά από τα χαρακτηριστικά του ίδιου του συστήματος είναι αιτίες

εμφάνισης θορύβου στην έξοδο. Αυτά είναι το σφάλμα κβάντισης πλάτους (amplitude

quantization error) στον πίνακα τιμών, το σφάλμα περικοπής φάσης (phase truncation

error) στον συσσωρευτή φάσης και οι διάφορες μη γραμμικότητες στη λειτουργία του

μετατροπέα D/A. Παρακάτω εξετάζεται καθένα από αυτά τα χαρακτηριστικά.

1.3.2.1 Θόρυβος κβάντισης πλάτους

Όπως αναφέρθηκε στην §1.2.3, η κβάντιση των δειγμάτων ημιτόνου, λόγω του

πεπερασμένου μήκους λέξης της μνήμης, m, προκαλεί μια απόκλιση των τιμών των

δει-γμάτων από τις τιμές ενός ιδανικού ημιτόνου. Αν χρησιμοποιηθεί κάποια τεχνική

συμπίεσης των δεδομένων του πίνακα τιμών, για λόγους οικονομίας μνήμης, εισάγεται

περαιτέρω παραμόρφωση. [Giac2001]

Μπορεί να δειχθεί ότι, αν το βάθος του μετατροπέα D/A είναι m = n + 1 bit, όπου

το σημαντικότερο bit είναι το πρόσημο, ο λόγος σήματος προς θόρυβο κβάντισης

(signal to quantizing noise ratio, SQR) στην έξοδο του μετατροπέα D/A είναι

dB log208,16FSAAnSQR ++= (1.3)

όπου A είναι το πλάτος του σήματος εξόδου και AFS είναι η μέγιστη τάση εξόδου του

μετατροπέα D/A (Full Scale). Με κάθε επιπλέον bit που προστίθεται στη λέξη μνήμης,

ο λόγος αυξάνει κατά 6 dB. [AD1999], [Vank2000]

Η απόκλιση οφείλεται στο πεπερασμένο βάθος της μνήμης ROM και του μετα-

τροπέα D/A. Καθώς το μήκος της ψηφιακής λέξης εισόδου του μετατροπέα είναι πεπε-

ρασμένο, για σταθερή περιοχή τιμών εισόδου, περισσότερα bit έχουν ως αποτέλεσμα

περισσότερες στάθμες τιμών εισόδου και μικρότερο βήμα (βαθμίδα) μεταξύ δύο σταθ-

μών, δηλαδή μεγαλύτερη αναλυτικότητα τιμών εισόδου. Ο θόρυβος που οφείλεται στο

σφάλμα κβάντισης συχνά υποτίθεται ότι είναι λευκός, αλλά στην πραγματικότητα οι

φασματικές συνιστώσες του είναι διακριτές και απέχουν πολύ λίγο μεταξύ τους. Από


στατιστικής πλευράς, οι συνιστώσες θορύβου είναι ασυσχέτιστες και ομοιόμορφα

κατανεμημένες σε κάθε βήμα κβάντισης. [Vank2000], [Lars1997]

1.3.2.2 Θόρυβος περικοπής φάσης

Αν ο συσσωρευτής φάσης έχει μήκος Ν bit, η μνήμη ROM πρέπει να έχει 2Ν

λέξεις των m bit. Για σχετικά μικρές τιμές των Ν και m, το μέγεθος της ROM σε bit

γίνεται απαγορευτικά μεγάλο, η κατανάλωση ισχύος του συστήματος αυξάνεται και η

αξιοπιστία του μειώνεται. [Vank2000] Επομένως, ο μόνος τρόπος για να υλοποιηθεί το

σύστημα είναι η περικοπή της λέξης του συσσωρευτή φάσης από Ν bit σε k bit (k < N)

και η χρήση μιας μνήμης ROM με 2k λέξεις των m bit. Τα N – k λιγότερο σημαντικά

ψηφία του συσσωρευτή φάσης αποκόπτονται και χρησιμοποιούνται μόνο τα k σημαντι-

κότερα.

Όμως, αυτή η ενέργεια έχει συνέπειες στο σήμα εξόδου του συνθέτη. Η μείωση

του μήκους λέξης του συσσωρευτή φάσης με την περικοπή των N – k λιγότερο σημα-

ντικών ψηφίων έχει ως άμεσο αποτέλεσμα τη μείωση της ακρίβειας της λέξης. Αυτό

σημαίνει ότι σε κάθε βήμα φάσης θα υπάρχει μια απόκλιση από την επιθυμητή τιμή

φάσης, δηλαδή θα εισάγεται ένα σφάλμα. Αυτό το σφάλμα φάσης, κατά τη μετατροπή

της φάσης σε πλάτος με την ανάγνωση της κατάλληλης διεύθυνσης του πίνακα τιμών,

θα επηρεάσει την τιμή της εισόδου του μετατροπέα D/A με αποτέλεσμα μια πρόσθετη

αβεβαιότητα στην τιμή της εξόδου του μετατροπέα D/A, δηλαδή τη δημιουργία θορύ-

βου. Πρέπει εδώ να τονιστεί πως, ακόμη και στην ιδανική περίπτωση που δεν

περικόπτεται η λέξη βήματος φάσης, στην έξοδο του μετατροπέα D/A θα εμφανίζεται

θόρυβος λόγω της κβάντισης των τιμών της φάσης. [Krou1999]

Όταν η λέξη ρύθμισης συχνότητας δεν αντιστοιχεί σε άρτια ακέραιη τιμή, ο

συσσωρευτής φάσης δεν υπερχειλίζει σε κάθε περίοδο του επιθυμητού σήματος ώστε

η τιμή του να μηδενίζεται ακριβώς. Αυτό έχει σαν αποτέλεσμα τη συσσώρευση των

υπολοίπων κάθε κύκλου μέχρι την υπερχείλιση του συσσωρευτή φάσης μετά από

πολλούς κύκλους ημιτόνου. Άρα, το σφάλμα περικοπής φάσης αναμένεται να είναι

περιοδικό και να εξαρτάται από τη λέξη ρύθμισης συχνότητας. Στην Εικ. 1.9 φαίνεται το

σφάλμα στη φάση ενός στρεφόμενου τροχού όπου οι επιθυμητές τιμές φάσης είναι

28=256, οι τιμές που πράγματι παίρνει η φάση είναι 25=32 και το βήμα φάσης είναι 6

σημεία ή 8262 ⋅π rad. Στον αντίστοιχο απευθείας συνθέτη συχνοτήτων, η λέξη του

συσσωρευτή φάσης έχει μήκος Ν = 8 bit, χρησιμοποιούνται τα k = 5 σημαντικότερα bit

και η λέξη ρύθμισης συχνότητας έχει την τιμή Μ = 6.


Είναι προφανές ότι, όσο μεγαλύτερη είναι η αξία του τμήματος που αποκόπτεται

από τη λέξη του συσσωρευτή φάσης, τόσο μεγαλύτερο θα είναι το σφάλμα κβάντισης

φάσης και άρα τόσο υψηλότερη θα είναι η στάθμη των ανεπιθύμητων φασματικών

συνιστωσών που θα προκύψουν εξαιτίας του.

Το σφάλμα περικοπής φάσης περιγράφεται [AD1999],[Giac1994] από μια

ακολουθία eφ(n) που προκύπτει από ένα σήμα eφ(t), το οποίο είναι περιοδικό με

περίοδο M

TkN

eφ

−

= 2 και έχει πριονωτή μορφή, όπως στην Εικ. 1.8. Η μέγιστη τιμή που

μπορεί να πάρει το σφάλμα είναι 2Ν–k και η ελάχιστη τιμή είναι, φυσικά, μηδέν.

Ουσιαστικά, το σφάλμα στη φάση του σήματος εξόδου έχει σαν αποτέλεσμα η έξοδος

του συνθέτη να ισοδυναμεί με ένα διακριτό σήμα που έχει προκύψει από

δειγματοληψία ενός ημιτονοειδούς σήματος με συχνότητα που δίνεται από την Εξ.(1.1),

διαμορφωμένου κατά φάση από το σήμα eφ(t).

Λόγω της περιοδικότητας του σφάλματος αποκοπής φάσης, στην έξοδο του

συνθέτη εμφανίζονται ανεπιθύμητες φασματικές συνιστώσες γύρω από τη συχνότητα

εξόδου, σε διακριτές συχνότητες

CLKkNoutrspur fsMrff

+±=

−2, (1.4)

όπου ο όρος s (s = …, -2, -1, 0, 1, 2, …) οφείλεται στην περιοδικότητα του φάσματος

λόγω της διακριτότητας στο πεδίο του χρόνου και 12 ..., ,2 ,1 −−= kNr είναι η τάξη της

αρμονικής της συνάρτησης σφάλματος φάσης eφ(n). Προφανώς, μέσα στη ζώνη

Nyquist είναι s = 0. Το πλήθος αυτών των συνιστωσών είναι 12 −−kN και η στάθμη

τους ως προς τη στάθμη του σήματος εξόδου είναι συνάρτηση των k σημαντικότερων

bits που χρησιμοποιούνται για τη διευθυνσιοδότηση του πίνακα τιμών: [Giac1994],

[Krou1994],[Krou2000]

rkNC

spur

log206 −−=

dBc. (1.5)

Εικ. 1.8 – Μορφή της συνάρτησης σφάλματος φάσης eφ(n). [AD1999]


Εικ. 1.9 – Βήματα φάσης πάνω στον στρεφόμενο τροχό πριν (28=256 πράσινα σημεία) και μετά (25=32

κόκκινα σημεία) την περικοπή της λέξης του συσσωρευτή φάσης. Το βήμα στη φάση είναι Μ = 6

(πράσινα) σημεία. Τα Ε1, Ε2, Ε3 συμβολίζουν τα αντίστοιχα σφάλματα φάσης σε κάθε άλμα φάσης. Ανά

24 πράσινα σημεία, αλλιώς ανά 3 κόκκινα σημεία, το σφάλμα φάσης μηδενίζεται. (24=4*Μ) [AD1999]

1.3.2.3 Θόρυβος λόγω σφαλμάτων του μετατροπέα D/A

Η λειτουργία του μετατροπέα D/A, όπως αναφέρθηκε στην §1.2.3, δεν είναι

ιδανική – το σφάλμα γραμμικότητας, οι ψευδοπαλμοί και οι ταλαντώσεις που μπορεί να

εμφανιστούν κατά τη λειτουργία του συνεπάγονται την εμφάνιση ανεπιθύμητων

φασματικών συνιστωσών που μπορούν να θεωρηθούν αρμονικές και προϊόντα

ενδοδιαμόρφωσης. [Lars1997]

Το πλάτος αυτών των συνιστωσών δεν μπορεί να υπολογιστεί ακριβώς εκ των

προτέρων καθώς εξαρτάται από τη γραμμικότητα του μετατροπέα D/A. Οι θέσεις των

συνιστωσών, όμως, στο φάσμα μπορούν να προβλεφθούν καθώς αυτές εξαρτώνται

από τη λέξη ρύθμισης συχνότητας. [AD1999]

1.3.2.4 Άλλες αιτίες ανεπιθύμητων φασματικών συνιστωσών

Στην πράξη, το σήμα χρονισμού του συστήματος εμφανίζεται, πολύ υποβιβα-

σμένο φυσικά, στην έξοδο («διαρροή» του σήματος χρονισμού, clock leakage). Ακόμη,

λόγω της ψηφιακής φύσης του συστήματος, αυτό λειτουργεί διακοπτικά, οπότε κάποιες

φασματικές συνιστώσες που δημιουργούνται διαρρέουν προς άλλες βαθμίδες και

υπόκεινται σε μίξη με άλλες φασματικές συνιστώσες που υπάρχουν εκεί. Δηλαδή,

σύμφωνα με τα παραπάνω αλλά και με όσα αναφέρθηκαν στην §1.3.2.3, ο απευθείας

ψηφιακός συνθέτης είναι ουσιαστικά μια εγγενώς μη γραμμική διάταξη. [Krou1999]

Ωστόσο, πρέπει να υπογραμμιστεί ότι η στάθμη αυτών των συνιστωσών αναμένεται


γενικά να είναι χαμηλή. Όλα αυτά έχουν σαν αποτέλεσμα την εμφάνιση στην έξοδο του

συνθέτη μιας σειράς ανεπιθύμητων φασματικών συνιστωσών μέσα στη ζώνη Nyquist.

Τα πράγματα στην εφαρμογή γίνονται ακόμη χειρότερα όταν, εκτός από όλα αυτά τα

σήματα που αναφέρθηκαν, υπάρχουν ζεύξεις με άλλα υποσύνολα στο ίδιο σύστημα.

Επομένως, χρειάζεται πολύ μεγάλη προσοχή στη σχεδίαση και την κατασκευή των

κυκλωμάτων που περιλαμβάνουν απευθείας ψηφιακούς συνθέτες.

1.4 Παραγωγή αυθαίρετων κυματομορφών

Αναφέρθηκε στην §1.1 ότι οποιοδήποτε περιοδικό σήμα μπορεί να

αναπαραχθεί από δείγματα μιας περιόδου του των οποίων οι τιμές αποθηκεύονται

στον πίνακα τιμών του συνθέτη. Στην πράξη, ο απευθείας συνθέτης συχνοτήτων είναι

ένα ολοκληρωμένο κύκλωμα όπου ο πίνακας τιμών, τις περισσότερες φορές, είναι

ενσωματωμένος και δεν μπορεί να προσπελαστεί ούτε να παρακαμφθεί από το

χρήστη. Αυτό σημαίνει ότι η κυματομορφή εξόδου θα είναι, βασικά, ημιτονοειδής. Παρ’

όλα αυτά, διατυπώνεται ο ισχυρισμός ότι υπάρχει δυνατότητα σύνθεσης αυθαίρετων

κυματομορφών σε ένα τέτοιο σύστημα.

Όπως ήδη αναφέρθηκε, η έξοδος του συσσωρευτή φάσης είναι η περιοδική

επέκταση μιας γραμμικής γνησίως μονότονης συνάρτησης, με θεμελιώδη συχνότητα

ίση με το ρυθμό υπερχείλισης του συσσωρευτή φάσης, δηλαδή ίση με fout. Αν αυτή η

συνάρτηση με κάποιον τρόπο πάψει να είναι μονότονη, δηλαδή αν μεταξύ διαδοχικών

υπερχειλίσεων του συσσωρευτή φάσης η τιμή της εξόδου του συσσωρευτή φάσης

αυξάνει μη μονότονα, δηλαδή «αυθαίρετα», το ίδιο «αυθαίρετα» θα γίνεται και η

διευθυνσιοδότηση της μνήμης όπου αποθηκεύεται ο πίνακας τιμών ημιτόνου.

Ουσιαστικά, με τον τρόπο αυτό επιλέγεται η σειρά με την οποία διαβάζονται οι τιμές των

δειγμάτων ημιτόνου από τη μνήμη. Το αποτέλεσμα είναι στην έξοδο του μετατροπέα

D/A να λαμβάνεται μια μη ημιτονοειδής περιοδική κυματομορφή, της οποίας κάθε

περίοδος έχει μορφή που καθορίζεται από τη σειρά επιλογής των δειγμάτων.

Επομένως, στην περίπτωση αυτή το σύστημα μετατρέπεται σε μια γεννήτρια αυθαι-

ρέτων κυματομορφών.

Ο τρόπος με τον οποίο μπορούν να γίνουν τα παραπάνω είναι η μεταβολή του

βήματος φάσης σε χρονικό διάστημα μιας περιόδου χρονισμού. Στην Εικ. 1.10α

φαίνονται τα βήματα φάσης και η έξοδος του μετατροπέα D/A όταν το βήμα φάσης

παραμένει σταθερό. Στην Εικ.1.10β φαίνεται πως στην έξοδο του μετατροπέα D/A


λαμβάνονται τα δείγματα ενός τετραγωνικού κύματος, όταν το βήμα φάσης μεταβάλ-

λεται ως εξής:

Από δείγμα Στο δείγμα Με βήμα φάσης(σημεία)

0 1 81 3 0 ή 323 4 84 6 86 7 0 ή 327 8 8

Πίνακας 1.1 – Βήματα φάσης στην περίπτωση σύνθεσης τετραγωνικού κύματος (αναφορά στηνΕικ.1.10β)

Αυτή η διαδικασία σύνθεσης, ωστόσο, έχει μερικούς σοβαρούς περιορισμούς

στην εφαρμογή της. Πρώτα – πρώτα, η μεταβολή της λέξης βήματος φάσης μέσα σε

μια περίοδο χρονισμού δεν είναι εφικτή για υψηλές συχνότητες χρονισμού. Ο λόγος

είναι ο πεπερασμένος χρόνος που απαιτείται για τη μεταβολή της τιμής της λέξης

βήματος φάσης, χρόνος που μπορεί να είναι αρκετές περίοδοι χρονισμού. Ακόμη και

αν υποτεθεί ότι η απόκριση του συστήματος σε μεταβολές της λέξης βήματος φάσης

είναι πολύ γρήγορη, το χαμηλοπερατό φίλτρο στην έξοδο του συστήματος θα

αποκόπτει σημαντικό μέρος των φασματικών συνιστωσών μιας ταχέως μεταβαλ-

λόμενης κυματομορφής με θεμελιώδη συχνότητα κοντά στη συχνότητα Nyquist. Για

παράδειγμα, αν η τετραγωνική κυματομορφή της Εικ. 1.10β ζητείται να έχει θεμελιώδη

συχνότητα 50 MHz και η συχνότητα Nyquist είναι 125 MHz, στην έξοδο του

χαμηλοπερατού φίλτρου δεν θα λαμβάνεται αυτή η κυματομορφή, αλλά μια

περισσότερο εξομαλυμένη μορφή της.

Ένας ακόμη περιοριστικός παράγοντας είναι το μήκος λέξης του συσσωρευτή

φάσης που εισάγεται στον πίνακα τιμών. Αναφέρθηκε στην §1.3.2.2 ότι για λόγους

οικονομίας μνήμης η λέξη βήματος φάσης δεν εισάγεται ολόκληρη στο διάδρομο

διευθύνσεων της μνήμης, αλλά μόνο τα k σημανιτκότερα bit της. Όσο περισσότερα bit

έχει η λέξη που διευθυνσιοδοτεί τον πίνακα τιμών, τόσο μικρότερο είναι το σφάλμα

κβάντισης φάσης που γίνεται και άρα τόσο πιο ακριβής είναι η αναπαράσταση της

επιθυμητής αυθαίρετης κυματομορφής που λαμβάνεται στην έξοδο του συνθέτη.

Τέλος, το βάθος του μετατροπέα D/A σε bit περιορίζει κι άλλο την ακρίβεια στην

κατασκευή των αυθαιρέτων κυματομορφών. Προφανώς, περισσότερα bit στην είσοδο

του μετατροπέα D/A σημαίνουν μεγαλύτερη αναλυτικότητα των τιμών εισόδου και άρα

μεγαλύτερη ακρίβεια στην έξοδο του μετατροπέα.


Εικ. 1.9 – Έξοδοι του μετατροπέα D/A ενός απευθείας συνθέτη συχνοτήτων με πίνακα τιμών ημιτόνου.

(α) Με σταθερό το βήμα φάσης, παράγεται ένα διακριτό σήμα που αντιστοιχεί σε ημιτονικό σήμα

συχνότητας CLKCLK f

f⋅=⋅ 125,0

324 . (β) Μεταξύ διαδοχικών παλμών χρονισμού το βήμα φάσης

μεταβάλλεται κατά συγκεκριμένο τρόπο (βλ. Πίνακα 1.1) ώστε να παραχθεί ένα διακριτό σήμα που

αντιστοιχεί σε τετραγωνικό κύμα με θεμελιώδη συχνότητα 0,125⋅fCLK.

1.5 Ανασκόπηση

Η βασική αρχή της απευθείας ψηφιακής σύνθεσης συχνοτήτων είναι ο περιοδι-

κός υπολογισμός μιας γραμμικά αυξανόμενης τιμής φάσης και η μετατροπή της σε

δείγματα τιμών ημιτόνου. Αυτά τα δείγματα φιλτράρονται ώστε να παραχθεί ένα

συνεχές, αναλογικό σήμα ημιτόνου. Για τον υπολογισμό αυτό χρησιμοποιείται μια στα-

θερή συχνότητα αναφοράς η οποία καθορίζει το ρυθμό με τον οποίο παράγονται τα

δείγματα τιμών ημιτόνου. Υπάρχουν αρκετοί διαφορετικοί τρόποι για τον υπολογισμό

των δειγμάτων, και μπορούν να παραχθούν διαφορετικές κυματομορφές. [Giac1994]


Τα πλεονεκτήματα της τεχνικής αυτής είναι η πολύ γρήγορη μεταβολή της

συχνότητας εξόδου και η υψηλή ακρίβεια στην παραγόμενη συχνότητα. Όμως, η

προσέγγιση που γίνεται τόσο στην τιμή της φάσης, καθώς και η κβάντιση του πλάτους

εξόδου, οδηγούν στη δημιουργία ανεπιθύμητων φασματικών συνιστωσών στην έξοδο.

Η πρόοδος στην τεχνολογία κατασκευής ολοκληρωμένων κυκλωμάτων θα επιτρέψει

μελλοντικά αφ’ ενός την κατασκευή συνθετών για ακόμη υψηλότερες συχνότητες, αφ’

ετέρου μεγαλύτερη ακρίβεια στην προσέγγιση των φάσεων και των πλατών της

συντιθέμενης κυματομορφής, με αποτέλεσμα περαιτέρω μείωση των ανεπιθύμητων

φασματικών συνιστωσών στην έξοδο.

1.6 Βιβλιογραφία

[Κούλ1998] Κούλας Κώστας, Μουστάκας Γιώργος, Ψηφιακά Ηλεκτρονικά, 2ος τόμος,

εκδόσεις Ίων, Αθήνα, 1998

[Σεργ2000] Σεργιάδης Γεώργιος, Σύνθεση Τηλεπικοινωνιακών Διατάξεων, Υπηρεσία

Δημοσιευμάτων Α.Π.Θ., Θεσσαλονίκη, 2000

[AD1999] A Technical Tutorial on Digital Signal Synthesis, Analog Devices Inc., USA,

1999 (http://www.analog.com/dds)

[ARRL1994] The ARRL Handbook for Radio Amateurs, 71st ed., ARRL, Newington,

CT, USA, 1993

[Giac1994] Puccio Giacomo, Layout Design of a Direct Digital Frequency Synthesizer

as a Frequency Dehopper for a Spread Spectrum Communication system on Sea-of-

Gates, Master's Τhesis, Delft University of Technology, Faculty of Electrical

Engineering, Electronic Engineering Group, Delft, The Netherlands, 1994

(http://cas.et.tudelft.nl/~wissce/reports/giaco/main_html)

[Hayk1995] Haykin Simon, Συστήματα Επικοινωνίας, μτφ. Ε.Δ. Συκάς, Μ.Ε. Θεολόγου,

εκδόσεις Παπασωτηρίου, Αθήνα, 1995

[Krou1994] Kroupa Vĕnceslav F., Spectral properties of DDFS: Computer simulations

and experimental verifications, Proceedings of the 1994 IEEE International Frequency

Control Symposium (The 48th Annual Symposium), pp. 613-623

[Krou1999] Kroupa Vĕnceslav F. (editor), Direct Digital Frequency Synthesizers, IEEE

Press, New York, USA, 1999

http://www.analog.com/dds

http://cas.et.tudelft.nl/~wissce/reports/giaco/main_html


[Krou2000] Kroupa Vĕnceslav F., Spurious Signals in Direct Digital Frequency

Synthesizers due to the Phase Truncation, IEEE Trans. on Ultrasonics, Ferroelectrics

and Frequency Control, Vol. 47, No. 5, 2000

[Lars1997] Larson Laurence E., ed., RF & Microwave Circuit Design for Wireless

Communications, Artech House, London, UK, 1997

[Vank2000] Vankka Jouko, Direct Digital Synthesizers: Theory, Design and

Applications, Dissertation for the degree of Doctor of Science in Technology, Helsinki

University of Technology, Department of Electrical and Communications Engineering,

Electronic Circuit Design Laboratory, Helsinki, Finland, 2000

(http://www.hut.fi/Yksikot/Kirjasto/Diss/2000/isbn9512253186)

[Smit1998] Smith Jack R., Modern Communication Circuits, 2nd ed., McGraw-Hill, USA,

1998 (ISBN 0-07-059283-7)

[Tier1971] Tierney J., Rader C.M., Gold B., A Digital Frequency Synthesizer, IEEE

Trans. οn Audio and Electroacoustics, Vol.AU-19, No.1, pp.48-57, March 1971

(βρέθηκε στο [Krou1999])

http://www.hut.fi/Yksikot/Kirjasto/Diss/2000/isbn9512253186

ΚΚεεφφάάλλααιιοο 22 –– ΔΔιιαασσύύννδδεεσσηη

2.1 Γενικά

Με τον όρο διασύνδεση (interfacing) εννοούνται όλες οι διαδικασίες που απαι-

τούνται για την επικοινωνία δύο ή περισσοτέρων υποσυνόλων, ώστε αυτά να αποτε-

λέσουν ένα ολοκληρωμένο σύστημα που να λειτουργεί σωστά. Αυτές οι διαδικασίες

μπορεί να είναι τόσο φυσικές συνδέσεις μεταξύ διατάξεων, δηλαδή κάποιο ειδικό υλικό,

όσο και πρωτόκολλα επικοινωνίας μεταξύ διατάξεων που υλοποιούνται με λογισμικό.

Στην παρούσα εργασία εξετάστηκε η περίπτωση επικοινωνίας μεταξύ της

συσκευής που αναπτύχθηκε και κατασκευάστηκε και ενός Η/Υ, απαραίτητου για τον

έλεγχό της. Παρακάτω γίνεται αναφορά στους τρόπους μεταφοράς δεδομένων από και

προς έναν Η/Υ, με έμφαση στη σειριακή μετάδοση η οποία και επιλέχθηκε για τη

συγκεκριμένη εφαρμογή. Οι λόγοι γι’ αυτήν την επιλογή αναφέρονται στο κεφάλαιο 3.

2.2 Διασύνδεση του Η/Υ με περιφερειακές συσκευές

2.2.1 Παράλληλη και σειριακή μεταφορά πληροφοριών

Η μεταφορά των πληροφοριών μέσα στον Η/Υ ή μεταξύ ψηφιακών συστημάτων

μπορεί να γίνει παράλληλα ή σειριακά (ακολουθιακά). Στην παράληλη μεταφορά όλα τα

bits κάθε δεδομένου μεταδίδονται ταυτόχρονα. Αντίθετα, στη σειριακή, τα bits μεταδί-

δονται ακολουθιακά, το ένα μετά το άλλο, πάνω σε μια μόνο γραμμή. Η χρονική διάρ-

κεια του κάθε bit είναι προκαθορισμένη και ονομάζεται χρόνος bit. Φυσικά, η παράλ-

ληλη μετάδοση είναι ταχύτερη επειδή η μεταφορά κάθε δεδομένου διαρκεί έναν χρόνο

bit, είναι όμως δαπανηρή αφού απαιτεί πολλές γραμμές. Αντίθετα η σειριακή μετα-

φορά, αν και είναι απλούστερη, απαιτεί περισσότερο χρόνο.

Η σειριακή μεταφορά μπορεί να είναι σύγχρονη ή ασύγχρονη. Η σύγχρονη

σειριακή μεταφορά επιτυγχάνεται με το συγχρονισμό των σημάτων χρονισμού

(«ρολογιών») των συσκευών που ανταλλάσσουν πληροφορίες, απαιτεί όμως συνεχή

μεταφορά πληροφοριών. Όταν δεν υπάρχουν πληροφορίες για μετάδοση, τότε μετα-

δίδονται ειδικά σήματα συγχρονισμού έτσι ώστε να διατηρείται ο συγχρονισμός των

ρολογιών. Αντίθετα, στην ασύγχρονη σειριακή μεταφορά, τα ρολόγια των συσκευών δε

λειτουργούν συγχρονισμένα αλλά ο πομπός στέλνει πληροφορίες μόνον όταν αυτές

είναι διαθέσιμες, ενώ η γραμμή μεταφοράς παραμένει άεργη όταν δεν υπάρχουν δεδο-

μένα για μετάδοση. [ΠΤΦ1991]


Η παράλληλη μεταφορά δεδομένων χρησιμοποιείται μεταξύ συσκευών που

χρειάζονται υψηλούς ρυθμούς επικοινωνίας, όπως π.χ. μεταξύ μιας μονάδας δίσκου

και του διαδρόμου δεδομένων ενός Η/Υ. Το κόστος, όμως, μιας τέτοιας υλοποίησης

είναι υψηλό λόγω των μεγάλου αριθμού αγωγών που απαιτούνται για τη σύνδεση. Από

την άλλη πλευρά, η σειριακή μεταφορά δεδομένων χρησιμοποιείται για χαμηλότερους

ρυθμούς επικοινωνίας και είναι αρκετά διαδεδομένη λόγω του χαμηλού κόστους της

υλοποίησής της, το οποίο οφείλεται στο μικρό αριθμό αγωγών που απαιτούνται για τη

σύνδεση.

2.2.2 Ασύγχρονη σειριακή επικοινωνία μεταξύ Η/Υ και περιφερειακών

Η συνήθης μέθοδος για την επικοινωνία μεταξύ υπολογιστών ή μεταξύ

υπολογιστών και περιφερειακών διατάξεων, όπου η κύρια απαίτηση είναι η γενική συμ-

βατότητα και η απλότητα στη διασύνδεση, είναι η ασύγχρονη σειριακή επικοινωνία με

τον κώδικα ASCII μέσω του διαύλου RS232. [Horw1989]

Το πρότυπο RS232 είναι εδώ και περίπου 30 χρόνια το κυριότερο πρωτόκολλο

ασύγχρονης σειριακής επικοινωνίας Η/Υ με τον κώδικα ASCII που εισήχθηκε από την

EIA (Electronics Industry Association). Το νεώτερο πρότυπο EIA232E του 1991 υπο-

στηρίζει διπολική σηματοδοσία τάσης, όπου το λογικό μηδέν αντιστοιχεί σε τάση από

+3 V ως +25 V και το λογικό ένα αντιστοιχεί σε τάση από –3 V ως –25 V. [Cami1997]

Συνήθως οι ακραίες τιμές τάσης που χρησιμοποιούνται είναι –12 V και +12 V. Το

μεγάλο εύρος διακύμανσης της τάσης σηματοδοσίας επιτρέπει τη μετάδοση δεδομέ-

νων με μικρό ρυθμό σφαλμάτων. Η περιοχή τάσεων από –3 V ως +3 V λέγεται περιο-

χή απροσδιοριστίας (indeterminate region) καθώς δεν αντιστοιχεί κάποια λογική στάθ-

μη σ’ αυτήν την περιοχή τάσεων.

Η αντίσταση φορτίου του πομπού, δηλαδή η αντίσταση εισόδου του δέκτη,

κυμαίνεται από 3 ως 7 kΩ και ο μέγιστος ρυθμός μεταβολής (slew rate) της τάσης

εξόδου του πομπού είναι 30 V/μs. Ο μέγιστος ρυθμός μετάδοσης είναι 20 kbps, με

συνηθέστερα χρησιμοποιούμενη μέγιστη τιμή τα 19,2 kbps, σε γραμμή μεταφοράς

μέγιστου μήκους 15 m (≈50 ft). [Cami1997] Σε γραμμές μεταφοράς μικρού μήκους –

της τάξης των μερικών μέτρων – μπορούν να επιτευχθούν υψηλότεροι ρυθμοί μετά-

δοσης, όπως για παράδειγμα στην περίπτωση της σύνδεσης ενός modem με έναν

H/Y, όπου η μέγιστη ταχύτητα επικοινωνίας είναι 115,2 kbps.

Η μετάδοση της πληροφορίας μέσω του διαύλου RS232 γίνεται στέλνοντας το

μήνυμα byte προς byte και προσθέτοντας κατάλληλα bit σηματοδοσίας και ελέγχου.

Στην Εικ. 2.1 φαίνονται τα σήματα που στέλνονται κατά μήκος του διαύλου RS232


κατά τη μετάδοση του ASCII χαρακτήρα A. Πριν την έναρξη αποστολής του χαρα-

κτήρα, δηλαδή στην κατάσταση ηρεμίας, η τάση στη γραμμή επικοινωνίας είναι

μικρότερη από –3 V, δηλαδή στη λογική στάθμη 1. Με την αποστολή ενός bit στη

λογική στάθμη 0 (bit έναρξης), αρχίζει η αποστολή του byte πληροφορίας ξεκινώντας

από το λιγότερο σημαντικό ψηφίο του. Στη συνέχεια, αν αυτό είναι επιθυμητό και έχει

γίνει η κατάλληλη ρύθμιση, αποστέλλεται ένα bit ισοτιμίας και η μετάδοση τελειώνει με

τα bit λήξης. Τα bit λήξης έχουν λογική στάθμη 1 και μπορούν να διαρκούν ένα,

ενάμισυ ή δύο διαστήματα σηματοδοσίας, ανάλογα με τη ρύθμιση που έχει γίνει από το

χρήστη.

Εικ. 2.1 – Σηματοδοσία κατά την αποστολή του ASCII χαρακτήρα Α (λατινικό). Χρησιμοποιείται άρτια

ισοτιμία ενός bit και δύο bit λήξης.

Εκτός από τα παραπάνω σήματα, κατά μήκος του διαύλου RS232 μεταφέ-

ρονται και άλλα σήματα που ελέγχουν τη ροή πληροφορίας κατά μήκος του διαύλου

και μεταξύ των δύο συσκευών που επικοινωνούν. Αυτά τα σήματα μεταφέρονται σε

ξεχωριστές γραμμές και είναι γνωστά σαν RTS (Request To Send), CTS (Clear To

Send), DCD (Data Carrier Detect) κ.ο.κ.. Στη συγκεκριμένη εφαρμογή αυτά τα σήματα

δεν είναι απαραίτητα, συνεπώς περαιτέρω αναφορά σ’ αυτά είναι έξω από το σκοπό

της παρούσας εργασίας.

Πριν τη μετάδοση δεδομένων στο δίαυλο, το byte που πρόκειται να σταλεί

εισέρχεται σε ένα σύστημα το οποίο υπάρχει σε κάθε Η/Υ και σε κάθε περιφερειακή

διάταξη που ενσωματώνει το πρότυπο RS232 και που ονομάζεται UART (Universal


Asynchronous Receiver / Transmitter, Γενικός Ασύγχρονος Πομποδέκτης). Αυτό το

σύστημα είναι ουσιαστικά ένας αμφίδρομος μετατροπέας σειριακής διασύνδεσης σε

παράλληλη, ο οποίος παρεμβάλλεται μεταξύ μιας σειριακής θύρας επικοινωνίας και

του διαδρόμου δεδομένων ενός υπολογιστή. Η αποστολή του είναι να λαμβάνει ένα

byte δεδομένων από τον υπολογιστή και να του προσθέτει τα κατάλληλα bit έναρξης

και λήξης, καθώς και ισοτιμίας, αν έχει ενεργοποιηθεί η σχετική ρύθμιση από το

χρήστη. Στη συνέχεια, στέλνει αυτήν την ακολουθία bit στο δίαυλο RS232. Στην άλλη

άκρη του διαύλου και μετά τη μετάδοση της ακολουθίας πραγματοποιείται η αντί-

στροφη διαδικασία, δηλαδή στο UART εισέρχεται η ακολουθία bit που στάλθηκε,

διαγράφονται τα bit έναρξης και λήξης και γίνεται έλεγχος ισοτιμίας, αν έχει ενεργο-

ποιηθεί η σχετική ρύθμιση από το χρήστη. Στην έξοδο του UART εμφανίζεται τότε το

byte που αρχικά είχε σταλθεί.

Στην αγορά υπάρχουν ολοκληρωμένα κυκλώματα που υλοποιούν το UART.

Επίσης, η υλοποίηση ενός UART μπορεί να γίνει με λογισμικό σε έναν μικροελεγκτή ή,

ακόμη, να χρησιμοποιηθεί το έτοιμο UART ενός μικροελεγκτή σε συνδυασμό με άλλες

λειτουργίες, ανάλογα με την εφαρμογή.

2.3 Μεταφορά δεδομένων στο εσωτερικό μιας ηλεκτρονικής διάταξης

2.3.1 Δίαυλος σειριακής διασύνδεσης περιφερειακών (SPI)

Ο δίαυλος σειριακής διασύνδεσης περιφερειακών (serial peripheral interface,

SPI) αποτελεί μια πρότυπη μονάδα σύγχρονης σειριακής επικοινωνίας, η οποία

απαντάται σε πολλούς μικροεπεξεργαστές, μικροελεγκτές, καθώς και σε πολλές άλλες

περιφερειακές διατάξεις. Οι περιφερειακές συσκευές μπορεί να είναι τόσο απλές όσο

ένας καταχωρητής ολίσθησης της οικογένειας TTL ή τόσο σύνθετες όσο ένα πλήρες

υποσύνολο, όπως μια οθόνη υγρών κρυστάλλων ή ένας μετατροπέας A/D. Ο μέγιστος

ρυθμός μετάδοσης δεδομένων που μπορεί να επιτευχθεί σ’ αυτόν τον δίαυλο είναι 1

Mbps. [M68HC11RM], [Gadr2001]

Η βασική ιδέα είναι η ολίσθηση των δεδομένων δύο καταχωρητών που ο

καθένας βρίσκεται σε μια από τις δύο συσκευές που επικοινωνούν και που συνδέονται

μεταξύ τους κυκλικά, όπως στην Εικ. 3.2. Ένα κοινό σήμα χρονισμού SCK (Serial

ClocK) παράγεται από την κύρια συσκευή (master) το οποίο ελέγχει το ρυθμό ολίσθη-

σης των δεδομένων. Το σήμα χρονισμού αναγνωρίζεται από τη δευτερεύουσα συ-

σκευή μόνο αν το σήμα επιλογής SS (Slave Select) γι’ αυτήν τη συσκευή είναι στο

λογικό μηδέν. Μεταξύ δύο διαδοχικών παλμών χρονισμού, ένα bit από τον κύριο κατα-


χωρητή μεταφέρεται στον δευτερεύοντα καταχωρητή (slave) μέσω της γραμμής MOSI

(Master Output – Slave Input) και επίσης ένα bit από το δευτερεύοντα καταχωρητή

μεταφέρεται στον κύριο μέσω της γραμμής MISO (Master Input – Slave Output). Έτσι,

μετά από οκτώ παλμούς χρονισμού οι δύο καταχωρητές έχουν ανταλλάξει τα δεδομένα

τους. [Hong2000]

Εικ. 2.2 – Απλοποιημένο λειτουργικό διάγραμμα του διαύλου σειριακής διασύνδεσης περιφερειακών.

Η μετάδοση δεδομένων είναι αμφίδρομη, δηλαδή ταυτόχρονα εκπέμπονται και

λαμβάνονται δεδομένα. Στον ίδιο δίαυλο μπορούν να συνδεθούν περισσότερες από

δύο δευτερεύουσες συσκευές. Σ’ αυτήν την περίπτωση η επικοινωνία είναι δυνατή με

μια μόνο συσκευή, η οποία επιλέγεται με το σήμα επιλογής SS . Οι υπόλοιπες συ-

σκευές δεν επηρεάζουν την επικοινωνία.

Για την πραγματοποίηση της επικοινωνίας, πρέπει να ρυθμιστούν η πολικότητα

και η φάση του σήματος χρονισμού. Οι ρυθμίσεις αυτές γίνονται μέσω λογισμικού στην

κύρια συσκευή, που συνήθως είναι ένας μικροεπεξεργαστής / μικροελεγκτής, με την

εγγραφή καταλλήλων bit σε έναν ειδικό καταχωρητή ελέγχου (SPI Control Register,

SPCR). Η πολικότητα του σήματος χρονισμού συμβολίζεται με το αντίστοιχο bit του

καταχωρητή ελέγχου του διαύλου SPI, CPOL (Clock POLarity). Η επιλογή της φάσης

του σήματος χρονισμού είναι ουσιαστικά η επιλογή δύο διαφορετικών τρόπων μετά-

δοσης της πληροφορίας στο δίαυλο και συμβολίζεται με το αντίστοιχο bit του

καταχωρητή ελέγχου του διαύλου SPI, CPHA (Clock PHAse).

Στην Εικ. 2.3 φαίνονται οι κυματομορφές χρονισμού κατά τη μεταφορά ενός byte

στο δίαυλο SPI. Και στις δύο περιπτώσεις, ένα μέτωπο παλμού μεταφέρει το περι-

εχόμενο κάθε bit από τη μία συσκευή στην άλλη. Στην Εικ. 2.3α, όπου CPHA = 0, η

μεταφορά του περιεχομένου κάθε bit γίνεται με ένα μέτωπο παλμού που εμφανίζεται

στο μέσο της διάρκειας κάθε bit. Αντίθετα, στην Εικ. 2.3β, όπου CPHA = 1, η μεταφο-

ρά του περιεχομένου κάθε bit γίνεται με ένα μέτωπο παλμού που εμφανίζεται στην

αρχή της διάρκειας κάθε bit.


(α)

(β)Εικ. 2.3 – Κυματομορφές χρονισμού κατά τη μετάδοση δεδομένων στο δίαυλο SPI (α) για CPHA = 0,

(β) CPHA = 1. [M68HC11RM]

Όταν CPHA = 0, το σήμα επιλογής SS πρέπει να επανατοποθετείται μεταξύ

δύο διαδοχικών byte που μεταδίδονται, δηλαδή πρέπει μετά τη μετάδοση ενός byte και

πριν τη μετάδοση του επόμενου το σήμα SS να τοποθετείται στο λογικό ένα και μετά

πάλι στο λογικό μηδέν. Όταν CPHA = 1, το σήμα επιλογής μπορεί να παραμένει στο

λογικό μηδέν καθ’ όλη τη διάρκεια της μετάδοσης δεδομένων. Συνήθως αυτός ο τρό-

πος επικοινωνίας προτιμάται σε συστήματα με μία συσκευή που είναι συνεχώς κύρια

και με μία δευτερεύουσα συσκευή.

Η πολικότητα και η φάση του σήματος χρονισμού πρέπει να είναι η ίδια τόσο για

την κύρια συσκευή, όσο και για τη δευτερεύουσα. Σε μερικές περιπτώσεις, η πολικό-

τητα και η φάση μεταβάλλονται μεταξύ κύκλων επικοινωνίας ώστε η κύρια συσκευή να

μπορεί να επικοινωνήσει με περιφερειακές, δευτερεύουσες, συσκευές με διαφορετικά

μεταξύ τους χαρακτηριστικά.


Σε ένα σύστημα με περισσότερους από ένα μικροεπεξεργαστές / μικροελεγκτές

μόνον ένας από αυτούς μπορεί να είναι κάθε φορά η κύρια συσκευή. Αν κατά τη μετα-

φορά δεδομένων μέσω του διαύλου κάποια άλλη συσκευή ζητήσει να γίνει κύρια και

στείλει προς τούτο ένα σήμα επιλογής SS στην πραγματικά κύρια συσκευή, τότε η

«πραγματικά» κύρια συσκευή τίθεται εκτός διαύλου προκειμένου να μην καταστραφεί.

Η περίπτωση αυτή αναφέρεται ως σφάλμα κατάστασης (mode fault) της συσκευής.

Επίσης, αν κατά τη μεταφορά ενός byte μέσω του διαύλου γίνει προσπάθεια να απο-

σταλεί κι άλλο byte στο δίαυλο, αυτό το byte χάνεται. Με άλλα λόγια, συμβαίνει μια

επιλογή σειράς εγγραφής στο δίαυλο με μόνη προτεραιότητα στο πρώτο bit, που στην

Αγγλική γλώσσα εκφράζεται με τον όρο write-collision. [M68HC11RM]

Όπως και στην περίπτωση του UART, το SPI μπορεί να υλοποιηθεί με λογισμι-

κό σε έναν μικροελεγκτή, αν δεν είναι ήδη ενσωματωμένο. Ο συνδυασμός ενός UART

και ενός SPI σε έναν μικροελεγκτή επιτρέπει την ανταλλαγή δεδομένων μεταξύ του

μικροελεγκτή και ενός Η/Υ και υλοποιείται με χαμηλό κόστος και υψηλή αξιοπιστία.


[ΠΤΦ1991] Παπακωνσταντίνου Γ. Κ., Τσανάκας Π. Δ., Φραγκάκης Γ. Π., Αρχιτεκτονική

Υπολογιστών, εκδόσεις Συμμετρία, Αθήνα, 1991

[Cami1997] Strangio Christopher E., The RS-232 Standard – A Tutorial with signal

names and definitions, CAMI Research Inc., Lexington, MA, USA, 1997

(http://www.camiresearch.com/Data_Com_Basics/RS232_standard.html)

[Gadr2001] Gadre Dhananjay, V., Προγραμματίζοντας τον μικροελεγκτή AVR, μτφ.

Άγγελος Δημητριάδης, Εκδόσεις Τζιόλα, Θεσσαλονίκη, 2001

[Hong2000] Hong David, Handheld Terminal with IR / RF Communications for Power

Meter Configuration and Data Collection, Thesis submitted for the degree of Bachelor

of Engineering (Honours) in the division of Electrical Engineering, Department of

Computer Science and Electrical Engineering, University of Queensland, Australia,

2000 (http://www.csee.uq.edu.au/innovexpo/302879940/thesis.pdf)

[Horw1989] Horowitz Paul, Hill Winfield, The Art Of Electronics, Cambridge University

Press, USA, 1989 (reprint 1998)

[M68HC11RM] M68HC11 Reference Manual Rev.4.0, Motorola Inc., 2001

(http://e-www.motorola.com/brdata/PDFDB/docs/M68HC11RM.pdf)

http://www.camiresearch.com/Data_Com_Basics/RS232_standard.html

http://www.csee.uq.edu.au/innovexpo/302879940/thesis.pdf

http://e-www.motorola.com/brdata/PDFDB/docs/M68HC11RM.pdf

ΚΚεεφφάάλλααιιοο 33 –– ΑΑννάάππττυυξξηη υυλλιικκοούύ

3.1 Γενικά

Η υλοποίηση της συσκευής περιλαμβάνει την ανάπτυξη τόσο υλικού, όσο και

λογισμικού. Στο παρόν κεφάλαιο περιγράφονται τα βήματα που ακολουθήθηκαν κατά

τη σύλληψη της ιδέας, τη σχεδίαση και τη συναρμολόγηση της συσκευής, καθώς και οι

όποιες δυσκολίες συναντήθηκαν σ’ αυτά τα στάδια.

3.2 Προδιαγραφές της συσκευής

! Η συσκευή πρέπει να παράγει κυματομορφές με απευθείας σύνθεση συχνοτήτων,

με όσο υψηλότερες θεμελιώδεις συχνότητες είναι δυνατόν.

! Επιθυμητό χαρακτηριστικό της συσκευής είναι η δυνατότητα παραγωγής αυθαι-

ρέτων κυματομορφών, των οποίων η μορφή να μπορεί να καθορίζεται από το

χρήστη.

! Η συσκευή πρέπει να ελέγχεται από Η/Υ.

! Οι διαστάσεις της συσκευής να μην είναι υπερβολικά μεγάλες.

3.3 Τμήματα της συσκευής

Το λειτουργικό διάγραμμα της συσκευής φαίνεται στην Εικ. 3.1. Οτιδήποτε

βρίσκεται μέσα στο στικτό πλαίσιο είναι φυσικό μέρος της συσκευής. Ο πυρήνας του

συστήματος είναι ένας απευθείας ψηφιακός συνθέτης συχνοτήτων ο οποίος ελέγχεται

από έναν υπολογιστή με κατάλληλο λογισμικό. Η διασύνδεση με τον υπολογιστή

γίνεται μέσω ενός μικροελεγκτή, ο οποίος συνδέεται μεταξύ της σειριακής θύρας του

υπολογιστή και του συνθέτη. Για κάθε είδος διασύνδεσης χρησιμοποιείται ο

κατάλληλος δίαυλος επικοινωνίας, κατά την §2.3. Επίσης, στο μικροελεγκτή

προσαρτάται και μια μη πτητική μνήμη για την αποθήκευση ορισμένων λειτουργικών

παραμέτρων της συσκευής. Στην έξοδο της συσκευής υπάρχει ένα χαμηλοπερατό

φίλτρο ανακατασκευής, σύμφωνα με όσα αναφέρθηκαν στην §1.2, κατάλληλου τύπου

και με κατάλληλη συχνότητα αποκοπής. Τόσο ο μικροελεγκτής όσο και ο συνθέτης

λαμβάνουν τα απαραίτητα για τη λειτουργία τους σήματα χρονισμού από κατάλληλες

πηγές. Για απλότητα, αυτές δεν περιλαμβάνονται στο σχήμα καθώς εννοείται η ύπαρξή

τους.


Εικ. 3.1 – Απλό λειτουργικό διάγραμμα της γεννήτριας συχνοτήτων

Στις παραγράφους που ακολουθούν περιγράφεται καθεμιά από τις βαθμίδες της

συσκευής, εστιάζοντας στο σκεπτικό γύρω από την επιλογή των υλικών που

χρησιμοποιήθηκαν. Πλήρες κυκλωματικό διάγραμμα της συσκευής παρατίθεται στο

Παράρτημα Α.

3.3.1 Διασύνδεση με τον Η/Υ

Ο Η/Υ συνδέεται μέσω μιας σειριακής θύρας του με το UART του μικροελεγκτή.

Οι απαραίτητες ρυθμίσεις για αυτήν την επικοινωνία γίνονται στο πρόγραμμα που

εκτελεί ο μικροελεγκτής. Αυτές είναι:

Ρυθμός μετάδοσης: 38400 bps

Bit ισοτιμίας: Κανένα

Bit λήξης: 1

Για τη σύνδεση του μικροελεγκτή με τη θύρα COM είναι απαραίτητη η

μετατροπή των σταθμών τάσης της θύρας COM (±12 V) σε λογικές στάθμες

TTL/CMOS. Για το λόγο αυτό, μεταξύ θύρας και μικροελεγκτή παρεμβάλλεται ένας

κατάλληλος μετατροπέας. Επιλέχθηκε το ολοκληρωμένο MAX232 της Maxim καθώς

χρειάζεται μία τάση τροφοδοσίας (+5 V) και πυκνωτές με σχετικά μικρές τιμές και άρα

μικρό μέγεθος.

Ο μικροελεγκτής που επιλέχθηκε είναι ο AT90S4433 από τη σειρά AVR της

Atmel. Καθοριστικό κριτήριο για την επιλογή αυτή αποτέλεσε η διαθεσιμότητα στο

εμπόριο τόσο των μικροελεγκτών αυτής της σειράς όσο και των απαραίτητων εργα-

λείων ανάπτυξης εφαρμογών. Επίσης, η σχετικά απλή αρχιτεκτονική τους καθιστά

εύκολη την εκμάθηση του προγραμματισμού τους. [Gadr2001] Ακόμη, περιλαμβάνουν


πολλές περιφερειακές διατάξεις, όπως οι δίαυλοι UART και SPI ή η μνήμη EEPROM.

Έγινε ένας συμβιβασμός-βελτιστοποίηση στην επιλογή του μικροελεγκτή μεταξύ των

επιθυμητών περιφερειακών διατάξεων που ενσωματώνει και παραγόντων όπως το

φυσικό μέγεθος, η κατανάλωση ισχύος και, φυσικά, το κόστος.

3.3.2 Διασύνδεση με το συνθέτη

Ο μικροελεγκτής επικοινωνεί με το συνθέτη μέσω του διαύλου SPI. Η κύρια συ-

σκευή είναι ο μικροελεγκτής, ενώ ο συνθέτης είναι η μία από τις δύο δευτερεύουσες – η

άλλη είναι η σειριακή μνήμη. Επιλέχθηκε ο δίαυλος SPI καθώς το κύκλωμα που

προκύπτει είναι απλούστερο και άρα πιο αξιόπιστο, ενώ το πλήθος των αγωγών σύν-

δεσης των δύο ολοκληρωμένων είναι μικρό. Το τίμημα, βέβαια, είναι ο μικρότερος ρυθ-

μός μετάδοσης.

Οι παράμετροι της επικοινωνίας μέσω του διαύλου SPI ρυθμίζονται μέσα από

το πρόγραμμα που εκτελεί ο μικροελεγκτής ως εξής: [AD9852], [AT4433]

! Φάση κυματομορφής χρονισμού του SPI: μέτωπο παλμού στο μέσο της διάρκειας

bit (CPHA=0)

! Πολικότητα κυματομορφής χρονισμού του SPI: Λογικό μηδέν στην κατάσταση

ηρεμίας (CPOL=0)

! Σειρά μετάδοσης δεδομένων: Πρώτα το MSB (DORD=0)

Η συχνότητα χρονισμού του διαύλου SPI εξαρτάται από τη συχνότητα

χρονισμού του μικροελεγκτή και επιλέγεται ώστε να είναι η μέγιστη δυνατή, δηλαδή ένα

τέταρτο της συχνότητας χρονισμού του μικροελεγκτή. Η συχνότητα χρονισμού του

μικροελεγκτή επιλέχθηκε ίση με 8 MHz, οπότε ο δίαυλος SPI λειτουργεί στα 2 MHz.

Ο μικροελεγκτής τροφοδοτείται με ονομαστική τάση +5 V, ενώ οι συσκευές που

επικοινωνούν με το μικροελεγκτή τροφοδοτούνται με +3,3 V. Αυτή η επιλογή έγινε για

να εξασφαλιστεί η λειτουργία του μικροελεγκτή, άρα και του διαύλου SPI, στη μέγιστη

δυνατή ταχύτητα. Πράγματι, ο AT90S4433 δέχεται σήματα χρονισμού με μέγιστη συ-

χνότητα 8 MHz όταν τροφοδοτείται με +5 V. [ΑΤ4433] Επομένως, ήταν απαραίτητη η

παρεμβολή μιας διάταξης μετατροπής των λογικών επιπέδων τάσης TTL/CMOS (+5 V)

στους ακροδέκτες του μικροελεγκτή σε επίπεδα CMOS (+3,3 V). Για το σκοπό αυτό

επιλέχθηκε το ολοκληρωμένο 74CBTD3384 της Texas Instruments που είναι ένας

οδηγός διαδρόμου (bus driver) των 10 bit. [SN3384] Τα επίπεδα τάσεων των σημάτων

που στέλνει ο μικροελεγκτής στο συνθέτη ή / και στη μνήμη μετατρέπονται από +5 V


σε +3,3 V, ενώ τα επίπεδα τάσεων των σημάτων που ο μικροελεγκτής ή / και η μνήμη

στέλνουν στο μικροελεγκτή είναι +3,3 V.

Στην Εικ. 3.2α, με βάση τις αναφορές [ΑΤ4433], [AD9852] και [AT45DB],

φαίνονται τα λογικά επίπεδα τάσης για το μικροελεγκτή, το συνθέτη και τη μνήμη. Είναι

φανερό ότι κατά τη μετάδοση σημάτων από το συνθέτη προς το μικροελεγκτή θα

υπάρχει πρόβλημα καθώς οι περιοχές τάσης των λογικών σταθμών για τις εξόδους του

συνθέτη και της μνήμης δεν είναι συμβατές με τις αντίστοιχες περιοχές για τις εισόδους

του μικροελεγκτή. Η λύση είναι η μείωση της τάσης λειτουργίας του μικροελεγκτή, με

αποτέλεσμα τη συμβατότητα των περιοχών τάσης, όπως στην Εικ. 3.2β. Αυτό επιτεύ-

χθηκε με τη σύνδεση μιας διόδου πυριτίου σε σειρά με τον ακροδέκτη τροφοδοσίας του

μικροελεγκτή, ώστε η τάση λειτουργίας του να είναι κατά 0,7 V χαμηλότερη από την

ονομαστική. Το ρεύμα τροφοδοσίας του μικροελεγκτή κατά την κατάσταση λειτουργίας

είναι τέτοιο ώστε η τάση ορθής φοράς της διόδου να παραμένει σε κάθε περίπτωση

κοντά στα 0,7 V. [AT4433]

Τα δεδομένα που λαμβάνει ο συνθέτης είναι ομάδες από bytes με συγκεκριμένο

μήκος, όπου το πρώτο byte δηλώνει το «είδος» της εντολής και τα υπόλοιπα bytes

περιέχουν την ίδια την εντολή προς το συνθέτη. Περισσότερα γι’ αυτό αναφέρονται

στην §4.2.

Εικ. 3.2 – Λογικά επίπεδα τάσεων εισόδου του μικροελεγκτή AT90S4433 με τάση τροφοδοσίας (α) 5 V,

(β) 4,3 V σε σχέση με τα αντίστοιχα επίπεδα τάσεων εξόδου του AD9852 και του AT45DB021B. Είναι

προφανής η ανάγκη μείωσης της τάσης τροφοδοσίας του μικροελεγκτή ώστε να λαμβάνονται σωστά τα

δεδομένα που στέλνουν τόσο ο συνθέτης όσο και η μνήμη.


3.3.3 Ο συνθέτης

Επιλέχθηκε το ολοκληρωμένο AD9852 της Analog Devices, ένας απευθείας

συνθέτης συχνοτήτων με μέγιστη συχνότητα χρονισμού 300 MHz και δυνατότητες

σάρωσης συχνοτήτων και διαμόρφωσης (AM, FM, PSK, FSK). [AD9852] Το

λειτουργικό διάγραμμα του ολοκληρωμένου συνθέτη φαίνεται στην Εικ. 3.2. Η επιλογή

του συγκεκριμένου ολοκληρωμένου έγινε με κριτήριο τη μέγιστη συχνότητα χρονισμού.

Από την αρχή, η επιλογή του πυρήνα της συσκευής προσανατολίστηκε προς μια

ολοκληρωμένη λύση, ώστε η σχεδίαση και κατασκευή να είναι απλή και αξιόπιστη.

Πρέπει εδώ να σημειωθεί πως η εταιρεία QualComm κατασκεύαζε μέχρι πρότινος ένα

ολοκληρωμένο κύκλωμα απευθείας ψηφιακής σύνθεσης με δυνατότητα παραγωγής

αυθαί-ρετων κυματομορφών, το Q2240, όμως ο τύπος αυτός έχει αποσυρθεί από την

αγορά. Γι’ αυτό και προτιμήθηκε ένα ολοκληρωμένο κύκλωμα παραγωγής

ημιτονοειδών κυματομορφών με απευθείας σύνθεση, με συχνότητα εξόδου κατά το

δυνατόν υψηλότερη, ενώ έχει προβλεφθεί ότι η σύνθεση αυθαιρέτων κυματομορφών

θα γίνει με τον τρόπο που περιγράφτηκε στην §1.4.

Εικ. 3.3 – Λειτουργικό διάγραμμα του ολοκληρωμένου AD9852 [AD9852]

Το AD9852 έχει ξεχωριστούς ακροδέκτες για την τροφοδοσία ψηφιακών και

αναλογικών κυκλωμάτων. Αυτό γίνεται καθώς στο ίδιο ολοκληρωμένο συνδυάζονται

τόσο ψηφιακά κυκλώματα (μνήμες, καταχωρητές, αθροιστές κλπ.) όσο και αναλογικά

κυκλώματα (μετατροπέας D/A) και πρέπει να αποφευχθεί με κάθε τρόπο ο θόρυβος


που οφείλεται σε σύζευξη κοινής αντίστασης. Συνεπώς, στο τυπωμένο κύκλωμα όπου

θα υλοποιηθεί η συσκευή, οι διαδρομές των αγωγών τροφοδοσίας πρέπει να είναι

ξεχωριστές και αγωγοί με ίδια επίπεδα τάσης πρέπει να ενώνονται σε ένα, μοναδικό,

σημείο.

Το AD9852 περιλαμβάνει έναν προγραμματιζόμενο πολλαπλασιαστή συχνό-

τητας για το σήμα χρονισμού, βασισμένο σε ένα PLL, ο οποίος πολλαπλασιάζει τη

συχνότητα χρονισμού που εφαρμόζεται εξωτερικά από 4 ως 20 φορές. Αυτή η δυνατό-

τητα διευκολύνει τη σχεδίαση του συστήματος, καθώς είναι πολύ δύσκολη και δαπα-

νηρή η υλοποίηση μιας πηγής σήματος χρονισμού με συχνότητα της τάξης των εκατο-

ντάδων MHz. Η πολλαπλασιασμένη συχνότητα χρησιμοποιείται για το χρονισμό του

συστήματος (system clock). Από την άλλη πλευρά, όσο μεγαλύτερος είναι ο παράγο-

ντας πολλαπλασιασμού της εξωτερικής συχνότητας χρονισμού, τόσο αυξημένο είναι το

κατώφλι θορύβου και τόσο αυξημένη ισχύ έχουν ο θόρυβος φάσης και οι ανεπιθύμητες

φασματικές συνιστώσες. [AD9852]

Ένας καλός συμβιβασμός είναι η χρήση ενός ολοκληρωμένου ταλαντωτή σε

συχνότητα όσο γίνεται υψηλότερη, ενώ αυτή η συχνότητα πολλαπλασιάζεται εσωτε-

ρικά του συνθέτη με όσο γίνεται μικρότερο παράγοντα. Έτσι, επιλέχθηκε ο ολοκληρω-

μένος ταλαντωτής ECS-3953M-500-B της ECS International, Inc. ο οποίος τροφοδο-

τείται με 3,3 V και παράγει ένα σήμα χρονισμού στα 50 MHz. Στο εξής, με τον όροσυχνότητα χρονισμού αναφοράς (reference clock) θα εννοείται η συχνότητα τουολοκληρωμένου ταλαντωτή που εισάγεται στο συνθέτη, ενώ με τον όροσυχνότητα χρονισμού του συστήματος (system clock) θα εννοείται η εσωτερικήσυχνότητα χρονισμού που προκύπτει από τον πολλαπλασιασμό της συχνό-τητας χρονισμού αναφοράς με έναν παράγοντα ίσο με 1 (για ανενεργό πολλα-πλασιαστή), 4, 5 ή 6.

Ο τύπος συσκευασίας που επιλέχθηκε για το συνθέτη είναι ο AD9852ASQ, ο

οποίος έχει ενσωματωμένη στο κάτω μέρος του ολοκληρωμένου μια ψήκτρα, η οποία

συνιστάται να έρθει σε επαφή με μια μεγάλη επιφάνεια του επιπέδου γης του

κυκλώματος, ώστε να απάγεται εκεί η εκλυόμενη θερμότητα (βλ. και §3.4, [AD9852]). Η

επιλογή αυτή έγινε καθώς μόνο σ’ αυτόν τον τύπο είναι δυνατή η λειτουργία του

χρονισμού συστήματος μέχρι τη μέγιστη τιμή των 300 MHz.

Επίσης, απαραίτητη είναι η ύπαρξη ενός κυκλώματος που θα εξασφαλίζει την

επανατοποθέτηση (reset) του συνθέτη τόσο κατά την εκκίνηση της συσκευής, δηλαδή

μόλις εφαρμοστεί τάση στο συνθέτη, όσο και σε κάθε περίπτωση όπου η τάση


τροφοδοσίας του συνθέτη πέσει κατά 10% ή παραπάνω. Για το σκοπό αυτό επιλέ-

χθηκε το ολοκληρωμένο TLC7733 της Texas Instruments.

3.3.4 Η μνήμη

Σύμφωνα με την Εικ. 3.3, περικομμένες λέξεις βήματος φάσης μήκους 17 bit

χρησιμοποιούνται για την παραγωγή δειγμάτων ημιτόνου με βάθος 12 bit. Επομένως,

η μνήμη που θα χρησιμοποιηθεί για την αποθήκευση των τιμών δειγμάτων της αυθαί-

ρετης κυματομορφής πρέπει να έχει μέγεθος 217⋅12 bit = 1.572.864 bit. Στο εμπόριο

διατίθενται μνήμες με οργάνωση σε λέξεις των 8 ή των 16 bit, άρα η μνήμη που

χρειάζεται πρέπει να έχει μέγεθος 217⋅16 bit = 2.097.152 bit. Επίσης, ο διάδρομος

επικοινωνίας με τον μικροελεγκτή επιλέγεται να είναι ο δίαυλος SPI, ώστε να ελαχιστο-

ποιηθούν οι απαιτούμενες συνδέσεις μεταξύ του μικροελεγκτή και της μνήμης, καθώς

και για να είναι κατά το δυνατόν απλούστερος ο αλγόριθμος επικοινωνίας του μικρο-

ελεγκτή με τις περιφερειακές συσκευές του (συνθέτη και μνήμη). Αυτή η επιλογή δε

δημιουργεί προβλήματα στην επικοινωνία του μικροελεγκτή με τον συνθέτη, καθώς ο

συνθέτης δεν επικοινωνεί με τη μνήμη, αλλά τα περιεχόμενα της μνήμης «φορτώ-

νονται» στη μνήμη του Η/Υ ώστε να παραχθεί η αυθαίρετη κυματομορφή με αλγοριθ-

μικό τρόπο.

Επιλέχθηκε το ολοκληρωμένο AT45DB021DB της Atmel το οποίο περιέχει 1024

«σελίδες» μνήμης των 264 byte. Η αποθήκευση και επανάκτηση των τιμών των

δειγμάτων της αυθαίρετης κυματομορφής γίνεται μέσω του μικροελεγκτή και του

διαύλου SPI.

3.3.5 Η έξοδος της συσκευής

Η έξοδος του συνθέτη οδηγείται σε ένα χαμηλοπερατό φίλτρο ελλειπτικού τύπου

με συχνότητα αποκοπής 120 MHz. Οι συνδυασμοί αντιστάσεων των 100 Ω στις θύρες

του φίλτρου εξασφαλίζουν την απαραίτητη προσαρμογή στα 50 Ω. [AD9852]

Αμέσως μετά από το φίλτρο και πριν από την έξοδο, ένας απομονωτής, το

ολοκληρωμένο BUF601A της Burr-Brown, εξασφαλίζει την απομόνωση της εξόδου της

συσκευής από το συνθέτη, ώστε η έξοδος του συνθέτη να είναι ανεξάρτητη από το

φορτίο που οδηγεί η συσκευή. Ο παράλληλος συνδυασμός αντιστάσεων των 100 Ω σε

σειρά με την έξοδο του απομονωτή προσδιορίζει την αντίσταση εξόδου της συσκευής

στα 50 Ω. [BUF601]


3.4 Σχεδιαστικές παράμετροι

Στη φάση της σχεδίασης, αρκετές ήταν οι φορές που έπρεπε να διερευνηθεί η

ύπαρξη στο εμπόριο και το κόστος κάποιων υλικών πριν να συμπεριληφθούν οριστικά

στη συσκευή. Αναφορά σ’ αυτές τις δυσκολίες γίνεται στην §6.3. Σημειώνεται εδώ

μόνον ότι το γεγονός αυτό καθυστέρησε σημαντικά την ολοκλήρωση της φάσης της

σχεδίασης.

Προτιμήθηκαν ολοκληρωμένα κυκλώματα με θερμοκρασία λειτουργίας στην

περιοχή –40 ως +85 °C (βιομηχανικού τύπου), όπως και για το AD9852. Επίσης,

επιλέχθηκαν αντιστάσεις, πυκνωτές και πηνία επιφανειακής στήριξης, όπου αυτό ήταν

δυνατό, καθώς η συμπεριφορά των στοιχείων αυτού του τύπου στις υψηλές συχνότη-

τες είναι πολύ καλύτερη από αυτήν των συμβατικών στοιχείων.

Για την κατασκευή της συσκευής σχεδιάστηκε ένα τυπωμένο κύκλωμα διπλής

όψης με επιμεταλλωμένες οπές και υλικά επιφανειακής στήριξης. Κατά τη σχεδίαση

του τυπωμένου κυκλώματος δόθηκε ιδιαίτερη προσοχή στις διαδρομές των διαφόρων

σημάτων ώστε να αποκλειστούν φαινόμενα διαφωνίας (crosstalk) μεταξύ των δύο

όψεων της πλακέτας. Έγινε προσπάθεια ώστε όλες οι διαδρομές σήματος να βρίσκο-

νται σε μία όψη και κάθε διαδρομή σήματος σε μία όψη να έχει στην άλλη όψη το

αντίστοιχο επίπεδο γης ή, αν δε συνέβαινε αυτό, να είναι κάθετη προς τη διαδρομή

σήματος στην άλλη όψη ώστε να ελαχιστοποιείται η ζεύξη μεταξύ των αγωγών σε

διαφορετικές όψεις. Η αναλογική και η ψηφιακή γείωση ενώνονται σε ένα σημείο της

πλακέτας και στο υπόλοιπο μέρος της αποτελούν δύο ξεχωριστά επίπεδα.

Στην άνω όψη του τυπωμένου κυκλώματος και στον τόπο σύνδεσης του

AD9852, προβλέφθηκε ένα αγώγιμο επίπεδο γης το οποίο συνδέεται με το επίπεδο

γης στην κάτω όψη του τυπωμένου με επιμεταλλωμένες οπές (vias), σύμφωνα με τις

οδηγίες του κατασκευαστή στο [AD9852]. Ο ρόλος αυτής της αγώγιμης περιοχής είναι

να απάγει τη θερμότητα που εκλύεται από το AD9852 προς το μεγαλύτερο επίπεδο

γης στην κάτω όψη της πλακέτας. Για την καλύτερη απαγωγή θερμότητας, συνιστάται

η συγκόλληση της ψήκτρας του ολοκληρωμένου στην αγώγιμη περιοχή της άνω όψης,

όμως αυτό δεν ήταν εύκολο να γίνει καθώς απαιτούνται ειδικά εργαλεία που δεν ήταν

διαθέσιμα. Έτσι, ανάμεσα στην ψήκτρα και στην πλακέτα τοποθετήθηκε θερμοαγώγιμη

αλοιφή σιλικόνης για καλύτερη απαγωγή θερμότητας.

Το κυκλωματικό διάγραμμα της συσκευής, ο κατάλογος εξαρτημάτων καθώς και

οι μακέτες του πρωτοτύπου τυπωμένου κυκλώματος παρατίθενται στο Παράρτημα Α.



[AD9852] AD9852 CMOS 300 MSPS Complete DDS Data Sheet Rev. A, Analog

Devices Inc., 2001 (http://www.analog.com)

[AT4433] AT90S2333/4433 8-bit AVR Microcontroller with 2K/4K bytes In-System

Programmable Flash Data Sheet Rev. D, Atmel Corp., 1999 (http://www.atmel.com)

[AT45DB] AT45DB012B 2 Mbit, 2.7 V only Serial DataFlash Data Sheet Rev. A,

Atmel Corp., 2000 (http://www.atmel.com)

[AT2001] Atmel AVR 8-bit RISC microcontroller Product Selector

(http://www.atmel.com)

[BUF601] Burr-Brown BUF600 / BUF601 High Speed Buffer Amplifier Data Sheet,

Texas Instruments, Inc, 2000 (http://www.ti.com)

[SN3384] SN74CBTD3384 10-bit FET Bus Switches with Level Shifting Data Sheet,

Texas Instruments Inc., USA, 2001 (http://www.ti.com)

http://www.analog.com/

http://www.atmel.com/



http://www.ti.com/

http://www.ti.com/

ΚΚεεφφάάλλααιιοο 44 –– ΑΑννάάππττυυξξηη λλοογγιισσμμιικκοούύ

4.1 Γενικά

Ο έλεγχος της συσκευής γίνεται μέσω ενός προγράμματος που «τρέχει» σ’ έναν

προσωπικό υπολογιστή. Επίσης, όπως ήδη αναφέρθηκε στο κεφάλαιο 3, η συσκευή

διασυνδέεται με τον Η/Υ μέσω ενός μικροελεγκτή. Επομένως, ήταν απαραίτητη η

ανάπτυξη λογισμικού τόσο για το μικροελεγκτή, όσο και για τον Η/Υ. Στο κεφάλαιο

αυτό περιγράφονται οι αλγόριθμοι των προγραμμάτων που γράφτηκαν για αυτήν την

εφαρμογή.

4.2 Λογισμικό για τον μικροελεγκτή

Το πρόγραμμα που εκτελεί ο μικροελεγκτής αναπτύχθηκε στο περιβάλλον AVR

Studio 3.53 της Atmel στη γλώσσα μηχανής των μικροελεγκτών AVR. Προτιμήθηκε η

γλώσσα μηχανής από μια γλώσσα υψηλότερου επιπέδου, όπως η C, καθώς η μνήμη

προγράμματος του μικροελεγκτή που επιλέχθηκε είναι περιορισμένη (4 kB) και ο

κώδικας που προκύπτει είναι μικρότερου μήκους. Ένας άλλος λόγος για αυτήν την

επιλογή είναι το γεγονός ότι η κατανόηση των διαφόρων λειτουργιών του μικροελεγκτή

είναι ευκολότερη με τον προγραμματισμό στη γλώσσα μηχανής του απ’ ότι σε μια

γλώσσα υψηλότερου επιπέδου.

Οι λειτουργίες που αυτό εκτελεί είναι:

! Αρχικές ρυθμίσεις τόσο του ίδιου του μικροελεγκτή, όσο και του συνθέτη

! Μετάδοση δεδομένων από τον Η/Υ μέσω του UART στο συνθέτη μέσω του διαύλου

SPI και αντίστροφα

! Μετάδοση δεδομένων από το μικροελεγκτή στη μνήμη flash και αντίστροφα

4.2.1 Αρχικές ρυθμίσεις

Η επιλογή για σειριακή επικοινωνία του μικροελεγκτή με το συνθέτη

συνεπάγεται την ανάγκη ειδικών ρυθμίσεων για το συνθέτη, ώστε η επικοινωνία να

είναι εφικτή. Ο συνθέτης, με την εφαρμογή της τάσης τροφοδοσίας, ξεκινά τη

λειτουργία του με κάποιες προκαθορισμένες αρχικές ρυθμίσεις. Ανάμεσα σ’ αυτές τις

ρυθμίσεις είναι και η ανανέωση όλων των ρυθμίσεων του μικροελεγκτή, δηλαδή η

μεταφορά των εντολών του χρήστη από τους καταχωρητές εισόδου / εξόδου (Ι/Ο

buffers) στο εσωτερικό του συστήματος. Αυτό γίνεται με το μέτωπο ανόδου ενός


παλμού ανανέωσης (update pulse), ο οποίος μπορεί να παράγεται είτε εσωτερικά από

το ίδιο το σύστημα με έναν προκαθορισμένο ρυθμό, είτε εξωτερικά από το χρήστη

όποτε αυτός το επιθυμεί. Η προκαθορισμένη ρύθμιση είναι η παραγωγή αυτού του

παλμού από το ίδιο το σύστημα.

Στην αναφορά [AD9852] καθορίζεται ότι, με την εκκίνηση της συσκευής, ο

παλμός ανανέωσης παράγεται περιοδικά ανά χρόνο που καθορίζεται από τη σχέση

CLKSYSUDIO TNT _int,_ )1(2 += (4.1)

όπου ΤSYS_CLK είναι η περίοδος του σήματος χρονισμού συστήματος του συνθέτη και Ν

είναι η αρχική τιμή ενός εσωτερικού μετρητή, ο οποίος μετρά αντίστροφα με ρυθμό ίσο

με το μισό της συχνότητας χρονισμού του συστήματος και που, όταν φτάσει την τιμή

μηδέν, παράγεται ο παλμός ανανέωσης. Οι προκαθορισμένες ρυθμίσεις είναι Ν = 64

και MHz 50_ =CLKSYST , καθώς κατά την εκκίνηση ο εσωτερικός πολλαπλασιαστής της

εξωτερικής συχνότητας χρονισμού είναι ανενεργός (βλ. και §3.3.3, [AD9852]). Μ’ αυτά

τα δεδομένα, προκύπτει ότι ο εσωτερικά παραγόμενος παλμός ανανέωσης παράγεται

κάθε 2,6 μs.

Από την άλλη πλευρά, όπως αναφέρθηκε στην §3.3.2, ο δίαυλος SPI του

μικροελεγκτή λειτουργεί με συχνότητα 2 MHz. Αυτό σημαίνει ότι η μεταφορά ενός byte

στο δίαυλο διαρκεί μs 4 s 10218 6 =

⋅⋅ . Επομένως, είναι φανερό ότι η επικοινωνία του

μικροελεγκτή με το συνθέτη δεν είναι εφικτή με αυτές τις αρχικές ρυθμίσεις. Στην

αναφορά [AD9852] συνιστάται η ρύθμιση του συνθέτη ώστε ο παλμός ανανέωσης να

παρέχεται εξωτερικά. Αυτή η ρύθμιση γίνεται προγραμματίζοντας τον κατάλληλο

καταχωρητή του συνθέτη, ενώ το σήμα χρονισμού αναφοράς δεν εφαρμόζεται σ’

αυτόν. Δηλαδή, κατά την εκκίνηση της συσκευής πρέπει να συμβαίνουν τα παρακάτω

γεγονότα με τη σειρά:

1. Πρώτα απ’ όλα, ξεκινά τη λειτουργία του ο μικροελεγκτής. Αυτό συμβαίνει 750 ns

από την εφαρμογή της τάσης τροφοδοσίας. [AT4433] Επίσης, ο συνθέτης τίθεται σε

κατάσταση επανατοποθέτησης (reset) από το ολοκληρωμένο επιτήρησης U7 για

987 ns από την εφαρμογή της τάσης τροφοδοσίας.

2. Ρυθμίζονται οι θύρες εισόδου / εξόδου του μικροελεγκτή που θα χρησιμοποιηθούν.

Ο ολοκληρωμένος ταλαντωτής χρονισμού αναφοράς του συνθέτη, U6, κρατιέται σε

κατάσταση αναμονής (stand-by) έχοντας συνδέσει τον αντίστοιχο ακροδέκτη του με

έναν ακροδέκτη εξόδου του μικροελεγκτή που έχει τεθεί από την αρχή στο λογικό

μηδέν.


3. Πραγματοποιούνται οι ρυθμίσεις τόσο για το UART, όσο και για το δίαυλο SPI του

μικροελεγκτή.

4. Εκτελείται μια ρουτίνα καθυστέρησης, με διάρκεια πολύ μεγαλύτερη από το χρόνο

εκκίνησης του ολοκληρωμένου ταλαντωτή U6. [ECS395] Στο μέσον περίπου της

διάρκειας της καθυστέρησης εισάγονται οι επιθυμητές ρυθμίσεις στο συνθέτη μέσω

του διαύλου SPI. Στο τέλος της ρουτίνας, ο ταλαντωτής τίθεται σε κατάσταση

λειτουργίας και οι ρυθμίσεις περνούν στο εσωτερικό του συνθέτη.

Περισσότερες λεπτομέρειες παρατίθενται στο Παράρτημα Β, μαζί με το λογικό

διάγραμμα του κώδικα του μικροελεγκτή. Ο πηγαίος κώδικας του μικροελεγκτή

περιλαμβάνεται στο συνοδευτικό CD.

4.2.2 Διασύνδεση του Η/Υ με το συνθέτη

Μετά από τις παραπάνω αρχικές ρυθμίσεις, ο συνθέτης είναι έτοιμος να δεχθεί

οδηγίες από τον Η/Υ, δηλαδή ακολουθίες byte με συγκεκριμένο μήκος κάθε φορά και

όπου το πρώτο κατά σειρά byte καθορίζει το είδος της εντολής, π.χ. εντολή για

ρύθμιση συχνότητας, εντολή για ρύθμιση του καταχωρητή ελέγχου του συνθέτη κλπ..

[AD9852] Ήταν απαραίτητη, επομένως, η δημιουργία ενός αλγορίθμου πρόβλεψης του

μήκους της εισερχόμενης εντολής σε byte, ώστε μετά την μετάδοση και του τελευταίου

byte να ακολουθεί ένας παλμός ανανέωσης από το μικροελεγκτή στο συνθέτη. Το

λογικό διάγραμμα του αλγορίθμου παρατίθεται στο Παράρτημα Β. Σημειώνεται εδώ

μόνον ότι γίνεται πρόβλεψη στην περίπτωση εντολής τόσο εγγραφής, όσο και

ανάγνωσης δεδομένων από το συνθέτη.

4.3 Λογισμικό για τον Η/Υ

Το λογισμικό για τον Η/Υ υλοποιεί το περιβάλλον εργασίας για το χειριστή της

συσκευής κάνοντας χρήση του γραφικού περιβάλλοντος του λειτουργικού συστήματος

Microsoft Windows. Για την ανάπτυξή του χρησιμοποιήθηκε η γλώσσα προγραμ-

ματισμού Visual C++ 6.0. Τα πλεονεκτήματα αυτής της επιλογής είναι ο συνδυασμός

της ευελιξίας της γλώσσας C++ και των πολλών ευκολιών που παρέχει το γραφικό

αναπτυξιακό περιβάλλον (developing environment). Ειδικά στη συγκεκριμένη εφαρ-

μογή, χρησιμοποιήθηκε ο AppWizard και οι βασικές κλάσεις της Microsoft (Microsoft

Foundation Classes, MFC), εργαλεία που διευκολύνουν πολύ την ανάπτυξη λογισμι-

κού, καθώς παρέχουν ένα έτοιμο πλαίσιο πάνω στο οποίο δημιουργείται σταδιακά η


υπόλοιπη εφαρμογή. Περισσότερα στοιχεία για το λογισμικό του Η/Υ παρατίθενται στο

Παράρτημα Β, ενώ το ίδιο το λογισμικό περιλαμβάνεται στο συνοδευτικό CD.




[AT4433] AT90S2333/4433 8-bit AVR Microcontroller with 2K/4K bytes In-System

Programmable Flash Data Sheet Rev. D, Atmel Corp., 1999 (http://www.atmel.com)

[ECS395] ECS-3951M/3953M SMD clock oscillator series, ECS Inc., USA, 2001

(http://www.ecsxtal.com)

[Gadr2001] Gadre Dhananjay, V., Προγραμματίζοντας τον μικροελεγκτή AVR, μτφ.

Άγγελος Δημητριάδης, Εκδόσεις Τζιόλα, Θεσσαλονίκη, 2001

[Hort1998] Horton Ivor, Beginning Visual C++, Wrox Press Ltd, UK, 1998 (reprinted

2001)



http://www.ecsxtal.com/

ΚΚεεφφάάλλααιιοο 55 –– ΜΜεεττρρήήσσεειιςς κκααιι έέλλεεγγχχοοςς

5.1 Κατασκευή της συσκευής

Πραγματοποιήθηκε η συναρμολόγηση της συσκευής πάνω στο τυπωμένο

κύκλωμα. Τα ολοκληρωμένα κυκλώματα του μικροελεγκτή και του οδηγού γραμμής

RS232 τοποθετήθηκαν σε βάσεις, ώστε να είναι εύκολη η αντικατάστασή τους σε περί-

πτωση βλάβης. Τοποθετήθηκαν ακροδέκτες για τις εισόδους FSK / BPSK / HOLD και

SHAPED KEYING (βλ. Παράρτημα Α), ώστε στη συνέχεια να συνδεθούν με βύσματα.

Επίσης, στον σταθεροποιητή τάσης U9 τοποθετήθηκε μια ψήκτρα για την απαγωγή της

θερμότητας από το σώμα του.

Στις αρχικές δοκιμές διαπιστώθηκε ότι, παρά την προσοχή στη σχεδίαση του

τυπωμένου κυκλώματος για το συνθέτη (βλ. §3.3.3) ώστε η θερμότητα που εκλύεται

στο ολοκληρωμένο κύκλωμα να απάγεται προς το επίπεδο γης της πλακέτας, ο

συνθέτης θερμαινόταν αρκετά, ιδιαίτερα όταν λειτουργούσε ο εσωτερικός πολλα-

πλασιαστής της συχνότητας χρονισμού. Έτσι, προκειμένου να προφυλαχθεί το ολο-

κληρωμένο από πιθανή υπερθέρμανση και καταστροφή, τοποθετήθηκε μια ψήκτρα

στην κάτω όψη της πλακέτας, ακριβώς κάτω από το συνθέτη. Η ψήκτρα στερεώθηκε

στην πλακέτα με ελατήρια και ανάμεσά τους τοποθετήθηκε θερμοαγώγιμη αλοιφή

σιλικόνης για καλύτερη απαγωγή θερμότητας.

Η κατασκευή αυτή τοποθετήθηκε σε ένα μεταλλικό κουτί αλουμινίου και

στερεώθηκε σ’ αυτό με μεταλλικούς αποστατήρες (spacers). Στην πίσω όψη του

κουτιού έγιναν ανοίγματα για τα βύσματα τροφοδοσίας και επικοινωνίας με τη σειριακή

θύρα του Η/Υ, ενώ στην εμπρός όψη τοποθετήθηκαν τα βύσματα εξόδου της συσκευής

καθώς και οι υποδοχές FSK / BPSK / HOLD και SHAPED KEYING.

5.2 Δοκιμή της συσκευής

Αρχικά ελέγχθηκαν τα DC χαρακτηριστικά της συσκευής, δηλαδή η κατανάλωση

ρεύματος στις δύο γραμμές τροφοδοσίας (±5 V) και η στάθμη DC της εξόδου.

Διαπιστώθηκε ότι στην έξοδο εμφανιζόταν μια DC στάθμη ίση με 210 mV. Επομένως,

για τις μετρήσεις φάσματος που ακολούθησαν, ήταν απαραίτητη η αποκοπή της συνι-

στώσας αυτής προκειμένου να εισαχθεί το σήμα εξόδου στον αναλυτή φάσματος. Τα

αποτελέσματα των δοκιμών των DC χαρακτηριστικών φαίνονται στον Πίνακα Γ.1 του

Παραρτήματος Γ.


Ακολούθως, σε σειρά με την αντίσταση εξόδου της συσκευής και πριν το βύσμα

εξόδου συνδέθηκε ένας πυκνωτής 100 nF ώστε να αποκοπεί η DC συνιστώσα του

σήματος εξόδου της συσκευής, ώστε να καταστεί δυνατή η φασματική ανάλυση της

εξόδου. Στη συνέχεια, μέσω του λογισμικού του Η/Υ που αναπτύχθηκε για την εφαρ-

μογή, εισήχθηκαν εντολές ρύθμισης συχνότητας και έγιναν μετρήσεις του φάσματος

εξόδου για διάφορες τιμές της συχνότητας εξόδου. Στις Εικ. Γ.1 και Γ.2 φαίνονται δύο

περιπτώσεις. Εύκολα παρατηρεί κανείς ότι το φάσμα που προκύπτει απέχει πολύ από

το να είναι «καθαρό», δηλαδή εμφανίζονται ανεπιθύμητες φασματικές συνιστώσες

στην περιοχή από 16 MHz ως περίπου 60 MHz. Έτσι, προκειμένου να αξιολογηθεί

αυτό το φαινόμενο, η συχνότητα εξόδου ρυθμίστηκε στα 0 Hz και έγιναν μετρήσεις του

φάσματος της εξόδου σε όλη την περιοχή Nyquist. Τα αποτελέσματα αυτών των

μετρήσεων φαίνονται στις Εικ. Γ.3 ως και Γ.8 καθώς και στον Πίνακα Γ.2.

Εύκολα προκύπτει το συμπέρασμα ότι στην έξοδο εμφανίζονται αρμονικές του

σήματος χρονισμού του μικροελεγκτή. Παρατηρήθηκε ότι οι περιττής τάξης αρμονικές

αυτού του σήματος ήταν πιο ισχυρές από τις αρμονικές άρτιας τάξης, ενώ η θεμελιώ-

δης συχνότητα πρακτικά δεν εμφανίζεται καθόλου. Επίσης, σύμφωνα και με την

§1.3.2.4, το σήμα χρονισμού συστήματος του συνθέτη (300 MHz) εμφανίζεται στην

έξοδο με στάθμη – 76,72 dBm, ενώ το σήμα χρονισμού αναφοράς του συνθέτη (50

MHz) εμφανίζεται κι αυτό στην έξοδο, με στάθμη – 62,16 dBm.

Ύστερα, η συχνότητα εξόδου του συνθέτη ρυθμίστηκε στα 112,469 MHz και

στην έξοδο παρατηρήθηκε το φάσμα της Εικ. Γ.9. Συγκρίνοντας αυτήν την εικόνα με

την Εικ. Γ.3, όπου απεικονίζεται το «φάσμα ηρεμίας» της συσκευής, παρατηρείται ότι

οι ανεπιθύμητες συνιστώσες είναι τώρα πολύ περισσότερες και ισχυρότερες. Σύμφωνα

με την αναφορά [AD9852], η εισαγωγή εντολής ρύθμισης συχνότητας στην τιμή αυτή,

σύμφωνα και με όσα αναπτύχθηκαν στην §1.3.2.2, έχει σαν αποτέλεσμα την

παραγωγή ανεπιθύμητων φασματικών συνιστωσών. Όμως, εδώ είναι πολύ δύσκολος

ο διαχωρισμός εκείνων των συνιστωσών που δημιουργήθηκαν λόγω της περικοπής

βήματος φάσης και εκείνων των των συνιστωσών που ήδη υπάρχουν στην έξοδο,

όπως ήδη αναφέρθηκε. Κάποιες από αυτές τις συνιστώσες πιθανόν να υπόκεινται σε

μίξη με άλλες συνιστώσες.

Τέλος, δοκιμάστηκε και η δυνατότητα ψηφιακής διαμόρφωσης συχνότητας και

φάσης που παρέχει το AD9852. Μέσω του λογισμικού του Η/Υ επιλέχθηκε αρχικά

διαμόρφωση FSK με συχνότητες 10 MHz και 12,5 MHz. Στην είσοδο FSK / BPSK /

HOLD εφαρμόστηκε ένα τετραγωνικό σήμα συχνότητας 100 kHz και πλάτους 3 V και

το φάσμα που προέκυψε φαίνεται στην Εικ. Γ.10. Για το ίδιο σήμα πληροφορίας,


επιλέχθηκε διαμόρφωση BPSK, συχνότητα φέροντος 100 MHz και φάσεις 0° για το

λογικό μηδέν και 180° για το λογικό ένα. Το φάσμα που προέκυψε φαίνεται στην Εικ.

Γ.11.

Σε ό,τι αφορά το λογισμικό του Η/Υ, τελικά δεν ενεργοποιήθηκε η ρουτίνα που

διαβάζει την κατάσταση του συνθέτη. Ο λόγος γι’ αυτό είναι ότι, ενώ όλες οι ρυθμίσεις

αποστέλλονται σωστά στο συνθέτη και οι μετρήσεις επαληθεύουν την ορθότητα αυτών

των εντολών, όταν αποστέλλεται οποιαδήποτε εντολή ανάγνωσης πληροφοριών από

το συνθέτη επιστρέφεται μια ακολουθία bytes, με σωστό μεν μήκος, αλλά με όλα τα

bytes μηδενικά. Καταβλήθηκε προσπάθεια να βρεθεί η αιτία γι’ αυτό, αλλά τούτο

στάθηκε αδύνατο.

Επίσης, σχετικά με την επιθυμητή δυνατότητα παραγωγής αυθαιρέτων

κυματομορφών, αυτό δε στάθηκε δυνατό με τη μέθοδο που αρχικά προτάθηκε λόγω

των περιορισμών που αναφέρθηκαν στην §1.4. Πράγματι, εισάγοντας πολλές

διαδοχικές εντολές αλλαγής βήματος φάσης από τον Η/Υ, διαπιστώθηκε ότι η αλλαγή

της τιμής του βήματος φάσης δεν ήταν δυνατό να γίνει σε έναν κύκλο χρονισμού. Αυτό

δε θα μπορούσε να γίνει ακόμη και με τη χαμηλότερη συχνότητα χρονισμού για το

AD9852, που είναι τα 5 MHz. Έτσι, η αρχική ιδέα εγκαταλείφθηκε, όμως εκ των

υστέρων ανακαλύφθηκε ότι η δυνατότητα παραγωγής αυθαιρέτων κυματομορφών

υπάρχει στο ολοκληρωμένο. Περισσότερα γι’ αυτό θα αναφερθούν στην §6.2.1.





ΚΚεεφφάάλλααιιοο 66 –– ΣΣυυμμππεερράάσσμμαατταα κκααιι ππρροοττάάσσεειιςς

6.1 Συμπεράσματα από την πειραματική διαδικασία

Από τις δοκιμές της συσκευής που περιγράφηκαν στο Κεφάλαιο 5 μπορούν να

προκύψουν τα παρακάτω συμπεράσματα για τη λειτουργία της συσκευής:

1. Κάποιες συνιστώσες του σήματος χρονισμού του μικροελεγκτή εμφανίζονται στην

έξοδο της συσκευής, αλλοιώνοντας έτσι τα φασματικά χαρακτηριστικά του σήματος

εξόδου. Αυτό μπορεί να οφείλεται στην τοπολογία του τυπωμένου κυκλώματος της

συσκευής.

2. Το σήμα χρονισμού αναφοράς του συνθέτη «διαρρέει» στην έξοδο. Η στάθμη της

συνιστώσας που μετριέται στην έξοδο είναι, κατά μέσο όρο, 45 dB χαμηλότερη από

τη στάθμη του σήματος εξόδου.

3. Η δυναμική περιοχή χωρίς ανεπιθύμητες συνιστώσες (spurious-free dynamic

range, SFDR) της συσκευής, μετρημένη σε όλη τη ζώνη Nyquist (wideband SFDR),

για συχνότητα εξόδου 112,469 MHz μετριέται ίση με 28,14 dBc. Αντίθετα, για

συχνότητα εξόδου ίση με 79,1 MHz, η δυναμική περιοχή της συσκευής μετρήθηκε

ίση με 33,82 dBc. Αυτές οι μικρές τιμές οφείλεται στην ύπαρξη, εκτός των φασμα-

τικών συνιστωσών που παράγονται λόγω περικοπής του βήματος φάσης, των αρ-

μονικών του σήματος χρονισμού του μικροελεγκτή που κυριαρχούν στην περιοχή

από 16 ως 60 MHz.

4. Από τα παραπάνω μπορεί να εκτιμηθεί ότι η σχεδίαση του κυκλώματος της

συσκευής ίσως να χρειαζόταν μεγαλύτερη προσοχή, ώστε να απομονώνεται

αποτελεσματικά η συχνότητα χρονισμού του μικροελεγκτή. Πράγματι, θα μπορούσε

να είχε χρησιμοποιηθεί μόνο ένας ταλαντωτής χρονισμού τόσο για το συνθέτη, όσο

και για το μικροελεγκτή, ενώ η επιθυμητή συχνότητα χρονισμού αναφοράς του

συνθέτη θα μπορούσε να παράγεται από έναν βρόχο κλειδώματος φάσης (phase-

locked loop, PLL) όπου η συχνότητα αναφοράς θα ήταν η συχνότητα χρονισμού

του μικροελεγκτή. Ωστόσο, το τίμημα γι’ αυτήν την επιλογή θα ήταν ο αυξημένος

θόρυβος φάσης στο σήμα χρονισμού αναφοράς του συνθέτη, γεγονός με άμεσο

αντίκτυπο στο φάσμα εξόδου του.

5. Η λειτουργία της συσκευής με διαμόρφωση FSK και BPSK γίνεται πολύ απλά και

αποτελεσματικά, χωρίς καμιά δυσκολία για το χρήστη.


6.2 Προτάσεις για βελτίωση και περαιτέρω ανάπτυξη

Η συσκευή που αναπτύχθηκε και κατασκευάστηκε μπορεί να υποστεί αρκετές

βελτιώσεις, τόσο στο υλικό όσο και στο λογισμικό. Επίσης, μπορεί να χρησιμοποιηθεί

σε ένα πλήθος εφαρμογών, εκτός από την απλή περίπτωση της γεννήτριας σημάτων.

6.2.1 Βελτίωση του υλικού

Πιθανές βελτιώσεις του υλικού της συσκευής είναι οι ακόλουθες:

! Επανασχεδίαση της συσκευής με έναν μόνο ταλαντωτή αναφοράς, όπως αναφέρ-

θηκε στην §6.1. Σύμφωνα και με το [AT4433], το σήμα χρονισμού του μικροελεγκτή

μπορεί να οδηγηθεί και σε άλλη μία διάταξη, μέσω ενός αντιστροφέα τύπου

HCMOS. Επομένως, αν το σήμα αυτό εισαχθεί ως σήμα αναφοράς σε ένα PLL,

είναι δυνατή η παραγωγή μιας υψηλότερης συχνότητας χρονισμού για το AD9852,

πάντοτε όμως με τους περιορισμούς που προαναφέρθηκαν.

! Προσθήκη δυνατότητας ενίσχυσης του σήματος εξόδου της συσκευής. Αυτό μπορεί

να γίνει είτε με αύξηση του ρεύματος εξόδου του μετατροπέα D/A [AD9852], είτε με

αντικατάσταση του απομονωτή στην έξοδο με έναν κατάλληλο ενισχυτή. Προτιμάται

η δεύτερη λύση, καθώς η τιμή του ρεύματος εξόδου του μετατροπέα D/A καθορίζει

και τη δυναμική περιοχή χωρίς ανεπιθύμητες συνιστώσες (SFDR) της εξόδου και η

τιμή που έχει επιλεγεί είναι η βέλτιστη. [AD9852] Προτεινόμενος ενισχυτής μπορεί

να είναι το ολοκληρωμένο AD8002, ένας ενισχυτής ανάδρασης ρεύματος με

δυνατότητα οδήγησης φορτίου 50 Ω και αρκετά μεγάλο εύρος ζώνης. [AD8002]

! Αντικατάσταση του διαύλου RS232 με κάποιον πιο σύγχρονο και ταχύτερο, όπως

π.χ. το δίαυλο USB. Αυτή η βελτίωση, ωστόσο, θα πρέπει να σταθμιστεί προσε-

κτικά και να αξιολογηθεί η ανάγκη για την πραγματοποίησή της, καθώς στις περισ-

σότερες εφαρμογές ο δίαυλος RS232 αρκεί για την επικοινωνία μιας διάταξης με

έναν Η/Υ. Εξάλλου, το υλικό που απαιτείται για την υλοποίηση αυτής της διασύν-

δεσης είναι πολύ διαδεδομένο και φθηνό, τόσο στους ίδιους τους Η/Υ όσο και στο

εμπόριο ηλεκτρονικών εξαρτημάτων, σε αντίθεση με τις περιπτώσεις άλλων

διαύλων.

! Επανασχεδίαση της διασύνδεσης του μικροελεγκτή με το συνθέτη και υλοποίηση

παράλληλης επικοινωνίας. Το πλεονέκτημα θα είναι η μεγαλύτερη ταχύτητα

επικοινωνίας, όπως ήδη αναφέρθηκε (§2.2.1), όμως η δυσκολία θα είναι η

σχεδίαση του διαδρόμου επικοινωνίας ώστε να ελαχιστοποιηθούν οι διαφόρων

ειδών ζεύξεις με παρακείμενα στοιχεία και κυκλώματα.


! Μετεξέλιξη της συσκευής σε μια αυτόνομη, πιθανόν φορητή, διάταξη, όπου το

περιβάλλον εργασίας για το χειρισμό της θα βρίσκεται στην ίδια τη συσκευή,

καταργώντας έτσι την ανάγκη σύνδεσης με Η/Υ. Άλλος ένας μικροελεγκτής, σε

συνδυασμό με ένα πληκτρολόγιο, πιεστικούς διακόπτες και μια οθόνη υγρών

κρυστάλλων, μπορεί να αντικαταστήσει το λογισμικό του Η/Υ, τουλάχιστον στην

παρούσα μορφή του. Όμως, η σύνδεση της συσκευής με τον Η/Υ και ο χειρισμός

της μ’ αυτόν τον τρόπο θα πρέπει να παραμείνει ως δυνατότητα.

! Τροποποίηση της διασύνδεσης του μικροελεγκτή με τον Η/Υ, ώστε να είναι εύκολος

ο προγραμματισμός του χωρίς να αφαιρείται από τη συσκευή για να τοποθετείται

σε κάποιον ειδικό προγραμματιστή. Αυτή η δυνατότητα είναι γνωστή ως ISP (in-

system programming). Μια διαφαινόμενη δυσκολία εδώ είναι το γεγονός ότι η

συγκεκριμένη οικογένεια μικροελεγκτών προγραμματίζεται μέσω του διαύλου SPI

όπου ο προγραμματιζόμενος μικροελεγκτής είναι δευτερεύουσα συσκευή και ένας

άλλος μικροελεγκτής, που επικοινωνεί με τη σειριακή θύρα ενός Η/Υ, είναι η κύρια

συσκευή. Επομένως, σ’ αυτήν την περίπτωση μάλλον θα χρειαστεί επανασχεδίαση

του διαδρόμου επικοινωνίας με το πρωτόκολλο SPI. Περισσότερα γι’ αυτό αναφέ-

ρονται στο [AVR910].

! Αξιοποίηση της πρόβλεψης για παραγωγή αυθαιρέτων κυματομορφών με άλλον

τρόπο. Συγκεκριμένα, μπορεί να αξιοποιηθεί ο δεύτερος μετατροπέας D/A που

περιλαμβάνεται στο AD9852, έτσι ώστε να εισάγονται σ’ αυτόν οι τιμές δειγμάτων

μιας αυθαίρετης κυματομορφής που θα διαβάζει ο μικροελεγκτής από τη σειριακή

μνήμη και στη συνέχεια θα γράφει στο συνθέτη. Θα χρειαστεί, όμως, να επανα-

σχεδιαστεί η συσκευή έτσι ώστε να συνδεθεί ένα δεύτερο χαμηλοπερατό φίλτρο

στην έξοδο του δεύτερου μετατροπέα D/A, ακολουθούμενο από έναν απομονωτή,

οπότε η έξοδος των αυθαιρέτων κυματομορφών θα είναι ξεχωριστή από αυτήν των

ημιτονικών κυματομορφών.

6.2.2 Βελτίωση του λογισμικού

Το λογισμικό που αναπτύχθηκε, αναπόφευκτα περιέχει σφάλματα που δεν είναι

εύκολο να βρεθούν καθώς εμφανίζονται σχεδόν απροσδόκητα ή ακόμη και σπάνια

κατά την εκτέλεσή του. Στην Αγγλική ορολογία είναι γνωστά ως bugs. Η διαδικασία με

την οποία αυτά ανιχνεύονται και διορθώνονται ονομάζεται αποσφαλμάτωση

(debugging) και, όπως αναφέρεται παρακάτω, είναι μια δύσκολη και επίπονη διαδι-

κασία.


Σύμφωνα με όσα αναφέρθηκαν προηγουμένως, για την αξιοποίηση της

πρόβλεψης παραγωγής αυθαιρέτων κυματομορφών θα χρειαστεί η τροποποίηση του

κώδικα του μικροελεγκτή έτσι ώστε να διαβάζει τιμές δειγμάτων από τη σειριακή μνήμη

και να τις στέλνει με την κατάλληλη μορφή στο συνθέτη, καθώς και αντίστροφα.

Επίσης, θα είναι απαραίτητη η ανάπτυξη λογισμικού στον Η/Υ όπου ο χρήστης θα

μπορεί να δημιουργεί αυτές τις τιμές δειγμάτων και να τις στέλνει στη μνήμη της συ-

σκευής, πάντοτε μέσω του μικροελεγκτή.

6.2.3 Προτάσεις εφαρμογής

Η συσκευή που αναπτύχθηκε μπορεί να χρησιμοποιηθεί σε ένα πλήθος

εφαρμογών, τόσο στην παρούσα μορφή της όσο και μετά την εξέλιξή της σύμφωνα με

τις παραπάνω προτάσεις βελτίωσης. Μερικές ιδέες είναι:

! Αξιοποίηση των δυνατοτήτων ψηφιακής διαμόρφωσης της συσκευής σε ένα

μεγαλύτερο σύστημα μετάδοσης πληροφορίας

! Χρήση της συσκευής ως βαθμίδας ενδιάμεσης συχνότητας σε εφαρμογές τηλεπι-

κοινωνιακών συστημάτων ευρέος φάσματος με αναπήδηση συχνότητας (frequency

hopping spread spectrum).

! Με αξιοποίηση της δυνατότητας παραγωγής αυθαιρέτων κυματομορφών μπορεί να

υλοποιηθεί ένας προσομοιωτής βιοϊατρικών σημάτων. Ακόμη, μπορούν να

κατασκευαστούν διαφόρων μορφών περιοδικές κυματομορφές που ενδεχομένως

να μπορούν να χρησιμεύσουν ως σήματα βασικής ζώνης σε ειδικές εφαρμογές

παλμικού ραντάρ. [Χρυσ1993]

! Με αντικατάσταση του AD9852 με το AD9854, μπορεί να υλοποιηθεί ένας

ψηφιακός ορθογωνικός διαμορφωτής / αποδιαμορφωτής. Η μοναδική λειτουργική

διαφορά των δύο ολοκληρωμένων είναι ότι ο δεύτερος μετατροπέας D/A, στην

περίπτωση του AD9854, είναι κι αυτός συνδεδεμένος με τον πίνακα τιμών ημιτόνου

και η έξοδός του βρίσκεται σε διαφορά φάσης κατά 90° σε σχέση με την κύρια

έξοδο. Θα χρειαστεί, όμως, η επανασχεδίαση του κυκλώματος προκειμένου να

συνδεθεί ένα δεύτερο χαμηλοπερατό φίλτρο και ένας δεύτερος απομονωτής με την

έξοδο του δεύτερου μετατροπέα D/A.

6.3 Δυσκολίες και προβλήματα προς επίλυση

Κάθε εργασία, όσο απλή κι αν είναι, έχει αρκετές δυσκολίες. Εξάλλου, ένας από

τους στόχους της Διπλωματικής Εργασίας είναι να εξοικειώσει τον τελειόφοιτο με μια


ποικιλία πιθανών προβλημάτων που σχετίζονται με το πέρασμα από τον ιδεατό κόσμο

στον πραγματικό, αλλά και με μια μεθοδολογία επίλυσης προβλημάτων. Η παρούσα

εργασία επεφύλασσε αρκετά προβλήματα προς επίλυση τα οποία αναφέρονται

παρακάτω.

6.3.1 Ανάπτυξη υλικού

Το δυσκολότερο τμήμα της ανάπτυξης της συσκευής ήταν η εύρεση και

προμήθεια των κατάλληλων υλικών. Ο λόγος είναι η ανεπάρκεια και η απροθυμία της

Ελληνικής αγοράς να υποστηρίξει τις ανάγκες της σύγχρονης τεχνολογίας υλικών,

ιδιαίτερα των υλικών επιφανειακής στήριξης (SMD) στα οποία συμπεριλαμβάνονται

σχεδόν όλα τα ολοκληρωμένα κυκλώματα που χρησιμοποιούνται στις σύγχρονες

ηλεκτρονικές συσκευές. Η ανεπάρκεια της Ελληνικής αγοράς εστιάζεται στο γεγονός

ότι μόνο ένας απελπιστικά μικρός αριθμός αντιπροσώπων και καταστημάτων διευκο-

λύνει τους σχεδιαστές ηλεκτρονικών διατάξεων με το να τους προμηθεύουν υλικά με

βάση τις κατασκευαστικές προδιαγραφές τους, π.χ. θερμοκρασία λειτουργίας, τύπο

συσκευασίας κλπ.. Όλοι οι υπόλοιποι έμποροι δε γνωρίζουν τα είδη που εμπορεύονται

με αποτέλεσμα να μην είναι σε θέση να εξυπηρετήσουν τις ανάγκες ανάπτυξης μιας

σύγχρονης ηλεκτρονικής συσκευής, καθώς ασχολούνται με μια πολύ μικρή ποικιλία

από αυτά τα υλικά.

Μια πρόσθετη συνέπεια είναι ότι, λόγω της μικρής διάδοσής τους στην Ελληνική

αγορά, αυτά τα υλικά θεωρούνται μάλλον… εξωτικά και πωλούνται σε τιμές σημαντικά

αυξημένες σε σχέση με τα αντίστοιχα υλικά «συμβατικής» τεχνολογίας. Το γεγονός

αυτό δεν δικαιολογείται ούτε από τον πλήρως αυτοματοποιημένο τρόπο παραγωγής

αυτών των υλικών, ούτε και από την έλλειψη συρμάτινων ακροδεκτών των οποίων το

κόστος αποτελεί κατά το μεγαλύτερο μέρος το κόστος των αντίστοιχων υλικών συμβα-

τικής τεχνολογίας. Τα παραπάνω προβλήματα δεν αφήνουν πολλά περιθώρια για μια

συστηματική μέθοδο σχεδίασης και πολλές φορές οδηγούν έναν πρωτόπειρο

σχεδιαστή ενός πρωτοτύπου στο να ενεργεί αποσπασματικά. Το αποτέλεσμα όλων

αυτών αντανακλάται στην τελική μορφή της πρωτότυπης συσκευής.

Ο μοναδικός σίγουρος τρόπος προμήθειας των σωστών υλικών είναι μέσω

μεγάλων εταιρειών που εδρεύουν στο εξωτερικό και που κάποιες, λίγες, από αυτές

έχουν αντιπροσώπους στην Ελλάδα. Σ’ αυτήν την περίπτωση, το πλεονέκτημα είναι ότι

είναι εφικτή η προμήθεια ακριβώς των επιθυμητών υλικών με βάση τις προδιαγραφές

που δίνουν οι κατασκευαστές τους. Ακόμη, η αναζήτηση στους διαφόρους καταλόγους

εξαρτημάτων είναι πολύ εύκολη μέσα από τις ιστοσελίδες των κατασκευαστών αλλά


και των παραπάνω εταιρειών στο Διαδίκτυο. Παρόλα αυτά, δεν είναι λίγες οι φορές

που αρχικά ο σχεδιαστής νομίζει ότι βρήκε αυτό ακριβώς που έψαχνε και στη συνέχεια

η έρευνα αγοράς στο Διαδίκτυο είναι αποκαρδιωτική, καθώς το κόστος προμήθειας

των υλικών αυξάνεται πολύ από τα έξοδα συσκευασίας και αποστολής, ιδιαίτερα αν η

ποσότητα των υλικών είναι μικρή. Στην περίπτωση αυτή η αύξηση μπορεί να είναι της

τάξης του 100%! Επίσης, πολλές φορές οι εταιρείες καθορίζουν ελάχιστη ποσότητα

παραγγελίας για διάφορα υλικά, ιδιαίτερα για ολοκληρωμένα κυκλώματα, οπότε το

κόστος αυξάνεται κι άλλο. Βέβαια, πρέπει εδώ να σημειωθεί ότι κάποιες εταιρίες – όχι

όλες – παρέχουν τη δυνατότητα αποστολής δειγμάτων ολοκληρωμένων κυκλωμάτων,

ενός ή δύο τεμαχίων δηλαδή, με μοναδικό κόστος για τον παραλήπτη τα έξοδα

αποστολής. Όμως, το χρονικό διάστημα που μεσολαβεί από την αίτηση αποστολής ως

την παραλαβή των δειγμάτων είναι συνήθως αρκετά μεγάλο – αρκετές εβδομάδες –

ενώ με κανέναν τρόπο δεν είναι βέβαιο από την αρχή ότι το αίτημα θα γίνει δεκτό.

Μάλιστα, σχεδόν πάντα ζητούνται από τον αιτούντα σχεδιαστή πληροφορίες σχετικά

με την εφαρμογή που αναπτύσσει και, κυρίως, σχετικά με τον αριθμό τεμαχίων που

εκτιμάται ότι θα χρειάζονται κατ’ έτος κατά τη φάση παραγωγής της συσκευής! Με

άλλα λόγια, αυτή η διαδικασία υπάρχει για να διευκολύνει τις εταιρείες ανάπτυξης και

κατασκευής ηλεκτρονικών συστημάτων οι οποίες παραγγέλνουν ποσότητες της τάξης

των εκατοντάδων χιλιάδων τεμαχίων.

Μια άλλη, απροσδόκητη δυσκολία ήταν η ουσιαστική ανυπαρξία τυποποίησης

των συσκευασιών των ολοκληρωμένων κυκλωμάτων. Η ίδια ονομασία τύπου συσκευ-

ασίας δε σημαίνει το ίδιο για διαφορετικούς κατασκευαστές ολοκληρωμένων κυκλω-

μάτων. Έτσι, απαιτείται πολύ μεγάλη προσοχή κατά τη σχεδίαση του τυπωμένου

κυκλώματος, καθώς είναι προφανές ότι οποιοδήποτε λάθος δεν μπορεί να διορθωθεί.

Τέλος, η ύπαρξη τόσο ψηφιακών, όσο και αναλογικών σημάτων στο ίδιο

κύκλωμα, σε υψηλές συχνότητες, επέβαλαν προσοχή κατά τη σχεδίαση του

τυπωμένου κυκλώματος, σύμφωνα με όσα αναφέρθηκαν στην §3.4.

6.3.2 Ανάπτυξη λογισμικού

Η ανάπτυξη λογισμικού προϋποθέτει εξοικείωση και άνεση με μία ή περισ-

σότερες γλώσσες προγραμματισμού καθώς και καλή γνώση του συστήματος το οποίο

προγραμματίζεται. Για την εργασία αυτή αναπτύχθηκε λογισμικό τόσο για έναν μικρο-

ελεγκτή που χρησιμοποιήθηκε στη συσκευή, όσο και για έναν Η/Υ με λειτουργικό

σύστημα Windows 98. Επομένως, χρειάστηκε να δαπανηθεί χρόνος για την εκμάθηση


των βασικών στοιχείων του προγραμματισμού σε περιβάλλον Windows, καθώς και για

την εξοικείωση με το μικροελεγκτή που χρησιμοποιήθηκε.

Ακόμη, μια εγγενής δυσκολία της ανάπτυξης λογισμικού είναι η αποσφαλ-

μάτωσή του, διαδικασία χρονοβόρα και, πολλές φορές, πολύ δύσκολο να πραγμα-

τοποιηθεί με πλήρη επιτυχία από τον ίδιο το δημιουργό του λογισμικού. Οι λόγοι γι’

αυτό είναι:

! Σε ένα πρόγραμμα περιέχονται σφάλματα που δεν είναι πάντοτε εμφανή, ούτε είναι

εύκολο να ανακαλυφθούν στον πηγαίο κώδικα (source code). Επίσης, οι αιτίες που

τα προκαλούν δεν είναι πάντα εύκολο να αναζητηθούν σε έναν ή δύο παράγοντες.

! Πολλές φορές υπάρχουν σφάλματα σε ένα πρόγραμμα ακόμη και μετά τον έλεγχό

του, καθώς είναι πολύ πιθανό να μη βρέθηκε, σύμφωνα με όσα μόλις αναφέρ-

θηκαν. Μάλιστα, πολλές φορές τα σφάλματα αυτά ανακαλύπτονται πολύ καιρό μετά

την έκδοση του προγράμματος και, τις περισσότερες φορές, την πιο ακατάλληλη

στιγμή!..

! Όσο αυξάνει το μέγεθος και η πολυπλοκότητα ενός προγράμματος, τόσο περισ-

σότερα σφάλματα ενδέχεται να υπάρχουν σ’ αυτό. [Hort1998]


[Χρυσ1993] Χρυσουλίδης Δημήτρης Π., Μικροκυματική Τηλεπισκόπηση – Σημειώσεις

για το μάθημα, Υπηρεσία Δημοσιευμάτων Α.Π.Θ., 1993 (ανατύπωση 2000)

[AD8002] AD8002 Dual 600 MHz, 50 mW Current Feedback Amplifier Data Sheet Rev.

C, Analog Devices Inc., 2001 (http://www.analog.com)



[AVR910] Atmel AVR 8-bit RISC microcontroller Application Note AVR910: In-System

Programming, Atmel Corp., 2000 (http://www.atmel.com)

[Hort1998] Horton Ivor, Beginning Visual C++, Wrox Press Ltd, UK, 1998 (reprinted

2001)




ΑΑννττίί εεππιιλλόόγγοουυ……

– Κ. Π. Καβάφης

(χειρόγραφο από Αρχείο Καβάφη – Εργογραφία,Σπουδαστήριο Νέου Ελληνισμού (http://www.snhell.gr) )

http://www.snhell.gr/

ΠΠααρράάρρττηημμαα AAΥλοποίηση της συσκευής

Παρατίθενται με τη σειρά:

! Το κυκλωματικό διάγραμμα της συσκευής

! Ο κατάλογος εξαρτημάτων

! Οι μακέτες του τυπωμένου κυκλώματος

Η σχεδίαση της συσκευής έγινε χρησιμοποιώντας το πρόγραμμα Protel 99 SE.

Το κυκλωματικό διάγραμμα και οι μακέτες του τυπωμένου κυκλώματος βρίσκονται

επίσης στο συνοδευτικό CD ως αρχεία Protel. Επίσης, οι μακέτες του τυπωμένου

κυκλώματος σε διαφάνειες συνοδεύουν την πρωτότυπη συσκευή.

Α.1 Κυκλωματικό διάγραμμα

Εικ. Α.1 – Το κυκλωματικό διάγραμμα της συσκευής (βλ. όπισθεν)

1 2 3 4 5 6 7 8

A

B

C

D

87654321

D

C

B

A

Scale Sheet

Size FCSM No. DWG No. Rev

1 of 1

A3 1.0 F

Αριστοτέλειο Πανεπιστήμιο ΘεσσαλονίκηςΤμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών & Μηχανικών ΥπολογιστώνΤομέας ΤηλεπικοινωνιώνΠανεπιστημιούπολη - 540 06 Θεσσαλονίκη

Γεννήτρια συχνοτήτων με το AD9852

+

C1

1uF

+

C2

1uF

+

C3

1uF

+

C41uF

+ C51uF

162738495

K1

DB9

R1

470

R2

470

C61.2nF

C71.2nF

R1 IN13

R2 IN8

T1 IN11

T2 IN10

R1 OUT 12

R2 OUT 9

T1 OUT 14

T2 OUT 7

C1+1

C1 -3 C2+ 4

C2 - 5GN

D15

VCC

16

V-6 V+ 2U1

MAX232EPE

VCC

VCC

X1

8MHz

C922pF

C1022pF

DVDD9

DVDD10

DVDD23

DVDD24

DVDD25

DVDD73

DVDD74

DVDD79

DVDD80

DGND11 DGND12 DGND26 DGND27 DGND28 DGND72 DGND75 DGND76 DGND77 DGND78 AVDD 31

AVDD 32

AVDD 37

AVDD 38

AVDD 44

AVDD 50

AVDD 54

AVDD 60

AVDD 65

AGND 33

AGND 34

AGND 39

AGND 40

AGND 41

AGND 45

AGND 46

AGND 47

AGND 53

AGND 59

AGND 62

AGND 66

AGND 67

S/P SELECT70

MASTER RESET71

REFCLKB68

REFCLK69

DIFF CLK64

IO RESET17

SDO18

SDIO19

SCLK21

CS22

DAC Rset 56DACBP 55

PLL FILTER 61

VOUT 36

VINP 42

VINN 43

IOUT1 48

IOUT1B 49

IOUT2B 51

IOUT2 52

SHAPED KEYING 30

FSK/BPSK/HOLD 29

I/O UD20

D71

D62

D53

D44

D35

D26

D17

D08

ADDR514

ADDR415

ADDR316

NC 13

NC 35

NC 57

NC 58

NC 63

U4

AD9852ASQ

C180.1uF

C190.1uF

C160.1uF

C120.1uF

C130.1uF

C140.1uF

C150.1uF

+ C3310uF

DVDD

AVDD

C8

0.1uF

DVDD

DVDD

DVDD

C170.01uF

R8

1.2k

AVDD

AVDD

AVDD

AVDD

R73.9k

DVDD

GND 7

SO 8

VCC 6

WP 5CS4

RESET3

SCK2

SI1U5

AT45DB021B-SI

DVDD

C2327pF

C2547pF

C2739pF

C2922pF

C24

2.2pF

C26

12pF

C28

8.2pF

L1

82nH

L2

68nH

L3

82nH

PC5 (ADC5) 28

PC4 (ADC4) 27

PC3 (ADC3) 26

PC2 (ADC2) 25

PC1 (ADC1) 24

PC0 (ADC0) 23

AGND 22

AREF 21

AVCC 20

PB5 (SCK) 19

PB4 (MISO) 18

PB3 (MOSI) 17

PB2 (SS) 16

PB1 (OC1) 15(ICP) PB014 (AIN1) PD713 (AIN0) PD612 (T1) PD511 XTAL210 XTAL19 GND8 VCC7 (T0) PD46 (INT1) PD35 (INT0) PD24 (TXD) PD13 (RXD) PD02 RESET1U2

AT90S4433-8PC

V IN4

V OUT 8

NC2

NC3 NC 6NC 7

-Vcc 5

+Vcc1U8

BUF601AU

K3BNC

R12

150

SENSE 7VDD 8

RESET 6

RESET 5GND4 CT3 RESIN2 CONTROL1U7

TLC7733ID

C22

0.1uF

C20

0.1uF

GN

D2

STD

BY1

VCC

4

OU

T3

U6ECS-3953M-500-B

DVDD

C21

0.01uF

OUT 2IN3

GN

D1

U9LMS1587IT-3.3

+5 V

C320.1uF

+ C3510uF

+3.3 V

VCC

DVDD

AVDD

-VCC

VCC

-VCC

+ C3410uF

+

C30

2.2uF

+

C31

2.2uF

1OE1

B1 2A13

A24 B2 5

B3 6A37

A48 B4 9

B5 10A511

GND12

VCC 24

2OE 13

2A114 2B1 15

2B2 162A217

2A318 2B3 19

2B4 202A421

2A522 2B5 23

U3

SN74CBTD3384DW

VCCC11

0.1uF

1234

K2

POWER

+

C3610uF

+C37470nF

+

C38470nF

D11N4001

R3100

R4100R5

100R6100

R9

100

R10100

R11100

R13100

R14100

SHAPED KEYING

FSK/BPSK/HOLD

R1510k

C390.01uF

C400.01uF

C410.01uF

C420.01uF

-5 V

C43

47pF

R1647

R1747

ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Α 55

Α.2 Κατάλογος εξαρτημάτων

Είδος / Τιμή Σύμβολο Τύποςσυσκευασίας(footprint)

Περιγραφή

0.01uF C17 1206 Πυκνωτής0.01uF C40 1206 Πυκνωτής0.01uF C42 1206 Πυκνωτής0.01uF C41 1206 Πυκνωτής0.01uF C21 1206 Πυκνωτής0.01uF C39 1206 Πυκνωτής

0.1uF C14 1206 Πυκνωτής0.1uF C8 1206 Πυκνωτής0.1uF C16 1206 Πυκνωτής0.1uF C19 1206 Πυκνωτής0.1uF C13 1206 Πυκνωτής0.1uF C12 1206 Πυκνωτής0.1uF C22 1206 Πυκνωτής0.1uF C32 1206 Πυκνωτής0.1uF C20 1206 Πυκνωτής0.1uF C11 1206 Πυκνωτής0.1uF C18 1206 Πυκνωτής

1.2nF C6 1206 Πυκνωτής1.2nF C7 1206 Πυκνωτής470nF C38 603 Πυκνωτής470nF C37 603 Πυκνωτής

1uF C5 RB.2/.4 Πυκνωτής1uF C3 RB.2/.4 Πυκνωτής1uF C2 RB.2/.4 Πυκνωτής1uF C4 RB.2/.4 Πυκνωτής1uF C1 RB.2/.4 Πυκνωτής2.2uF C31 1206 Πυκνωτής2.2uF C30 1206 Πυκνωτής10uF C35 RB.2/.4 Πυκνωτής10uF C34 RB.2/.4 Πυκνωτής10uF C36 RB.2/.4 Πυκνωτής10uF C33 RB.2/.4 Πυκνωτής

2.2pF C24 1206 Πυκνωτής8.2pF C28 1206 Πυκνωτής12pF C26 1206 Πυκνωτής22pF C29 1206 Πυκνωτής22pF C10 1206 Πυκνωτής22pF C9 1206 Πυκνωτής27pF C23 1206 Πυκνωτής39pF C27 1206 Πυκνωτής47pF C25 1206 Πυκνωτής47pF C43 1206 Πυκνωτής

47 R16 1206 Αντίσταση47 R17 1206 Αντίσταση100 R6 1206 Αντίσταση100 R5 1206 Αντίσταση100 R3 1206 Αντίσταση


Είδος / Τιμή Σύμβολο Τύποςσυσκευασίας(footprint)

Περιγραφή

100 R4 1206 Αντίσταση100 R13 1206 Αντίσταση100 R11 1206 Αντίσταση100 R10 1206 Αντίσταση100 R9 1206 Αντίσταση100 R14 1206 Αντίσταση150 R12 1206 Αντίσταση470 R1 1206 Αντίσταση470 R2 1206 Αντίσταση

1.2k R8 1206 Αντίσταση3.9k R7 1206 Αντίσταση10k R15 Αντίσταση

68nH L2 805 Πηνίο82nH L1 805 Πηνίο82nH L3 805 Πηνίο

1N4001 D1 DO-45 DiodeMAX232EPE U1 DIP-16 ±15kV ESD-Protected, +5V RS-232 TransceiverAT90S4433-8PC

U2 DIP-28_N 8-BIT AVR(R) Microcontroller with 4 kBytes In-SystemProgrammable Flash

SN74CBTD3384DW

U3 SOP24 10-BIT FET BUS SWITCHES WITH LEVEL SHIFTING

AD9852ASQ U4 LQFP80_ED 300 MHz Complete Direct Digital SynthesizerAT45DB021B-SI

U5 8-SOIC(8S2) 2 Mbit, 2.7 V only Serial Data Flash Memory

ECS-3953M-500-B

U6 ECS3953B/M 3.3 V CMOS Oscillator

TLC7733ID U7 8-SOIC(8S2) 3.3 V Micropower Supply Voltage SupervisorBUF601AU U8 SO-8 High-Speed Buffer AmplifierLMS1587IT-3.3

U9 TO-220 5A Low Dropout Fast Response Voltage Regulator

8MHz X1 XTAL1 Crystal

DB9 K1 DB-9/F/PCB/RA

RS-232 9-pin female connector

POWER K2 POWER4 ConnectorBNC K3 BNC-5 BNC female connector

Παρατηρήσεις:

Όλες οι τιμές αντιστάσεων είναι σε Ω, εκτός αν αναφέρεται κάτι άλλο.


Α.3 Τυπωμένο κύκλωμα

Εικ. Α.1 – Άνω όψη του πρωτότυπου τυπωμένου κυκλώματος

Εικ. Α.3 – Κάτω όψη του πρωτότυπου τυπωμένου κυκλώματος

ΠΠααρράάρρττηημμαα ΒΒΑλγόριθμοι και λογισμικό

Β.1 Λογικό διάγραμμα κώδικα μικροελεγκτή

RESET:

Αρχικοποίηση του δείκτη στοίβας (stack pointer) και

του καταχωρητή κατάστασης του μικροελεγκτή

PORTB_SETUP:

Όλοι οι ακροδέκτες της θύρας B είναι έξοδοι, εκτός

από τον ακροδέκτη PB4 (18) που είναι είσοδος

(MISO του SPI).

PORTC_SETUP:

Όλοι οι ακροδέκτες της θύρας B είναι έξοδοι

init_uart:

Ρύθμιση των παραμέτρων του UART

Ρυθμός μετάδοσης: 38400 bps

init_spi:

Ρύθμιση των παραμέτρων του SPI

Ο μικροελεγκτής είναι η κύρια συσκευή και η

συχνότητα χρονισμού του διαύλου είναι CLK/4

(CLK: συχνότητα χρονισμού του μικροελεγκτή)

RESET

ΑΡΧΗ

PORTB_SETUP

PORTC_SETUP

init_uart

init_spi

AD9852_SETUP

main

ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Β 59

main

rtemp1=0

SS_AD9852

SPI_RESET

RXC=1

rreg=UDR

UART_delay

SPDR=rreg

SPI_delay

rtemp1=rreg

rtemp3=rreg_in1

rtemp1=rtemp1 & 0b000

_a

rtemp1=0

O

rxbyte
O
N

01111

N _

SS_AD9852: επιλογή του AD9852 στο

δίαυλο SPI

SPI_RESET: επανατοποθέτηση του

διαύλου SPI – αποστολή ενός παλμού στον

ακροδέκτη I/O_RESET (17) του AD9852

UART_delay: δημιουργείται μια

καθυστέρηση ίση με περίπου 260 μs, όσο

χρειάζεται για να μεταφερθεί ένα byte στο

δίαυλο RS232 με ρυθμό 38400 bps, 8 bit

δεδομένων και 1 stop bit

SPI_delay: δημιουργείται μια καθυστέρηση

ίση με περίπου 4 μs, όσο χρειάζεται για να

μεταφερθεί ένα byte στο δίαυλο SPI

out1

Η μεταβλητή rtemp1 περιέχει τον

αριθμό της σειριακής διεύθυνσης

όπου θα γραφτούν ή απ’ όπου θα

αναγνωστούν δεδομένα.


_a rtemp1≥2N

O

rtemp1<2N

O

_b _2bytes

_6bytes

error_signal

_c rtemp1=7N

O

rtemp1=6N

O

_d

rtemp1=5N

O

rtemp1≥8N

O

error_signal

error_signal:

Αυτή η ρουτίνα κανονικά δεν εκτελείται ποτέ!

Αν, παρόλα αυτά, κάτι παράδοξο συμβεί,

τότε στο AD9852 θα αποσταλεί εντολή

ρύθμισης συχνότητας εξόδου στα 50 Hz.

_4bytes

_3bytes

_4bytes

_4bytes


rtemp2=3

rtemp3≥128N

O

_2bytes

DDS_to_uC

_out1

rtemp2=4

rtemp3≥128N

O

_3bytes

DDS_to_uC

_out1

rtemp2=5

rtemp3≥128N

O

DDS_to_uC

_4bytes

_out1


rtemp2=7

rtemp1≥5N

O

rtemp3≥128N

O

_out1

_6bytes _c

DDS_to_uC

rtemp2=rtemp2 – 1

rtemp2=0

IO_UPDATE

_out1

Ο
rxbyte
Ν

Ι/Ο UPDATE:

Ένας παλμός αποστέλλεται

στον ακροδέκτη I/O UPDATE

(20) του AD9852.


AD9852_SETUP

go_on

rtemp3=20

rtemp3≥10

PC2 = 0

Ενεργοποίηση του μετρητή 8 bit TCNT0

ώστε να μετρά από το 0 ως το 255 με

ρυθμό CLK/1024.

Η τιμή του παρακολουθείται από τη

μεταβλητή rtemp1.

Κάθε φορά που φτάνει στο 255, η τιμή της

rtemp3 μειώνεται.

rtemp3≤9

Ο

initialize_AD9852

rtemp3=0

count_init

Διακοπή της λειτουργίας

του μετρητή TCNT0

PC2 = 0

IO_UPDATE

O
count_init
N

Ο

Ν

Ν

Όταν συμπληρωθούν 10

επαναλήψεις, τότε περνούν οι

επιθυμητές αρχικές ρυθμίσεις

στο AD9852 μέσω του διαύλου

SPI. Στη συνέχεια εκτελούνται οι

υπόλοιπες 10 επαναλήψεις.


Β.2 Στοιχεία λογισμικού του Η/Υ

Το λογισμικό για τον Η/Υ αναπτύχθηκε σε γλώσσα προγραμματισμού Visual

C++ χρησιμοποιώντας το Microsoft Visual Studio 6.0 και τις Microsoft Foundation

Classes 4.0. Η εφαρμογή που αναπτύχθηκε και ελέγχθηκε με λειτουργικό σύστημα

Microsoft Windows 98 Second Edition είναι μια εφαρμογή απλού εγγράφου (single-

document interface, SDI) όπου το κύριο παράθυρο είναι μια φόρμα με κατάλληλα

στοιχεία ελέγχου όπου ο χρήστης γράφει τις επιθυμητές συχνότητες και φάσεις. Το

πρόγραμμα μεταφράζει αυτές τις ρυθμίσεις σε ακολουθίες byte συγκεκριμένου μήκους

και με το πρώτο byte να δηλώνει το είδος της εντολής, όπως αναφέρθηκε στο

Κεφάλαιο 3. Αυτά τα bytes αποστέλλονται μέσω της σειριακής θύρας του Η/Υ στη

συσκευή. Επίσης, υπάρχει δυνατότητα ρύθμισης των παραμέτρων της σειριακής

επικοινωνίας, όμως είναι απαραίτητο αυτές να συμφωνούν με τις ρυθμίσεις που έχουν

γίνει στον κώδικα του μικροελεγκτή. Επομένως, συνιστάται η αποδοχή τωνπροεπιλεγμένων ρυθμίσεων.

Ακόμη, οι διάφορες λειτουργίες του AD9852 αξιοποιούνται μέσα από διάφορες

επιλογές που μπορεί να κάνει ο χρήστης. Για τους λόγους που αναφέρθηκαν στην

§5.2, δεν έχει ενεργοποιηθεί στο πρόγραμμα η δυνατότητα ανάγνωσης δεδομένων

από το AD9852.

Τέλος, ο πηγαίος κώδικας του προγράμματος συμπεριλαμβάνεται στο

συνοδευτικό CD. Υπάρχουν εκτενή σχόλια και παρατηρήσεις, ενώ στο αρχείο

Readme.txt αναφέρονται οι διάφορες εξελίξεις του προγράμματος. Επίσης,

χρησιμοποιήθηκαν έτοιμα τμήματα κώδικα που βρέθηκαν στο Διαδίκτυο, των οποίων

οι πηγές αναφέρονται σαφώς στα σχόλια του πηγαίου κώδικα.

ΠΠααρράάρρττηημμαα ΓΓΑποτελέσματα μετρήσεων

Ρεύμα ηρεμίας μετά τηνεκκίνηση της συσκευής1

+5 V – 5 V

606 mA 5 mA

1 : με συχνότητα χρονισμού συστήματος 300 MHz

(ενεργοποιημένος ο εσωτερικός πολλαπλασιαστής

συχνότητας και με τιμή 6) και με ανενεργές τις παρακάτω

βαθμίδες του AD9852:

! Αναλογικός συγκριτής (analog comparator)

! Πολλαπλασιαστής εξόδου (output shaped keying

multiplier)

Για περισσότερες πληροφορίες βλ. [AD9852].

Πίνακας Γ.1 – Ρεύματα ηρεμίας μετά την εκκίνηση της συσκευής. Η συχνότητα εξόδου της συσκευής

αμέσως μετά την εκκίνηση είναι 0 Hz.

Εικ. Γ.1 – Φάσμα της εξόδου της συσκευής με συχνότητα εξόδου 19,1 MHz. Το φίλτρο sinc-1 είναι

ενεργοποιημένο. Η συχνότητα χρονισμού συστήματος είναι 300 MHz.

ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Γ 66

Εικ. Γ.2 – Φάσμα της εξόδου της συσκευής με συχνότητα εξόδου 79,1 MHz. Το φίλτρο sinc-1 είναι


Εικ. Γ.3 – Φάσμα της εξόδου της συσκευής με συχνότητα χρονισμού 0 Hz. Το φίλτρο sinc-1 είναι

ενεργοποιημένο και η συχνότητα χρονισμού συστήματος είναι 300 MHz.


Εικ. Γ.4 – Όπως Εικ. Γ.3, από 0 ως 25 MHz.




Αρμονική Στάθμη (dBm)Θεμελιώδης (8 MHz) – 73,08

2η (16 MHz) – 57,303η (24 MHz) – 68,394η (32 MHz) – 57,575η (40 MHz) – 64,646η (48 MHz) – 67,337η (56 MHz) – 62,048η (64 MHz) – 71,409η (72 MHz) – 65,2310η (80 MHz) – 79,2811η (88 MHz) – 69,5612η (96 MHz) – 78,72

Πίνακας Γ.2 – Αρμονικές του σήματος χρονισμού του μικροελεγκτή (8 MHz) όπως εμφανίζονται στην

έξοδο της συσκευής.


Εικ. Γ.9 - Φάσμα της εξόδου της συσκευής με συχνότητα εξόδου 112,469 MHz. Το φίλτρο sinc-1 είναι


Εικ. Γ.10 – Φάσμα της εξόδου της συσκευής για διαμόρφωση FSK με συχνότητες 10 MHz και 12,5 MHz.

Το σήμα διαμόρφωσης είναι ένα τετραγωνικό σήμα, 50% d.c., συχνότητας 100 kHz και πλάτους 3 V. Το

φίλτρο sinc-1 είναι ενεργοποιημένο και η συχνότητα χρονισμού συστήματος είναι 300 MHz.


Εικ. Γ.11 – Φάσμα της εξόδου της συσκευής για διαμόρφωση BPSK με συχνότητα φέροντος 100 MHz.

Το σήμα διαμόρφωσης είναι ένα τετραγωνικό σήμα, 50% d.c., συχνότητας 100 kHz και πλάτους 3 V. Το

φίλτρο sinc-1 είναι ενεργοποιημένο και η συχνότητα χρονισμού συστήματος είναι 300 MHz.

Ανάπτυξη και κατασκευή γεννήτριας συχνοτήτων με...

Documents

Transcript of Ανάπτυξη και κατασκευή γεννήτριας συχνοτήτων με...