Amplificadores de potencia de audio

n

Multiplicador de Vbe

Éste circuito opera alimentado por una fuente de corriente

BECE VRRV

+= 1

2

1

Tener en cuenta que VBE

depende de la corriente de

colector

Variación de la tensión VCE en función de la corriente I1

BE2

1CE V

RRV

+= 1

( ) 121CE IRRV +=Zona corte

del transistor

Zona activa del

transistor

R1 = R2 = 1KΩ

Variación de la tensión VCE en función de la corriente I1

21 RR =

y las resistencias R1 y R2

Impedancia del multiplicador

Ω10I

Vz 10mAI1

CE1

≈∆∆

≅ =

R1 = R2 = 1KΩ

Impedancia del multiplicador como sistema realimentado

( )( )( )

Ω8

RRRRRRgm

RRfa

zZ

1PI11O

1OOO ≈

+=

+= 1//////1

//1

2

mA10ICQ =

V0,4Agm /=

Ω750RPI =

300=β

V100VA =

KΩ10RO =

f

1R1f −=

ZOZO

a

Impedancia del multiplicador en función de la frecuencia

Circuito utilizado para análisis por simulación

Impedancia del multiplicador en función de la frecuencia

Ω10,8ZO =

Zona capacitiva

Zona inductiva

(La gráfica se obtuvo por simulación con R1=R2=1KΩ , I1=10mA e IALTERNA=0,1mA)

Zona resistiva

Impedancia del multiplicador en función de la frecuencia

Circuito utilizado para análisis por simulación

Corrección con capacitor

Impedancia del multiplicador en función de la frecuencia

Ω10,8ZO = Zona capacitiva

R1=R2=1KΩ I1=10mA IALTERNA=0,1mA C1=5nF, 10nF y 20nF

5nF

10nF20nF

Corrección con capacitor

Zona resistiva

Variación de la tensión del multiplicador con la temperatura R1 = R2 = 1KΩ

− 3,4mV/ºC37ºC

27ºC

Mejoramiento del multiplicador de VBE para independizarloaún más de la corriente de polarización

3CBE2

1CE RIV1

RRV −

+≅

Tener en cuenta que VBE

depende de la corriente de

colector

Variación de la tensión VCE en función de la corriente I1

1KΩRR 21 ==

y la resistencia de colector R3

R3=0ΩR3=10Ω

R3=20Ω

R3=30ΩR3=40Ω

Estudio evolutivo de un amplificador de tensión orientado a su aplicación en amplificador de

potencia de audio

Amplificador de tres etapas

Sumador

Ganancia relativamente

baja

Ganancia relativamente

alta

Ganancia unitaria de tensión y muy alta de corriente

Baja excursión de tensión a la

salida

Alta excursión de tensión a la

salida

Amplificador de Tensión

Impedancia de salida muy baja

+

_Separador

Circuito analizado en la clase de Realimentación

La topología de la etapa de salida resulta poco eficiente en amplificadores de potencia

ETAPA DE SALIDA CLASE A

ETAPA DE GRAN AMPLIF. DE TENSIÓN

ETAPA DE COMPARACION(O SUMADOR)

• La realimentación permite estabilizar la polarización y la ganancia de tensión. También selogra relativamente alta impedancia de entrada, baja impedancia de salida y reducidadistorsión armónica.

• Se opera con doble fuente en serie (o fuente dividida) fijando el punto medio comomasa, lo que permite conectar directamente la carga sin capacitor de acoplamiento.

Amplificador de tres etapas con realimentación

Alta ganancia Separador

Sumador

BAJAZ

ALTAZ

X1

fPo

lariz

ació

n

Carga

Generador

Desa

copl

e CC

Fuente

La topología de etapa de salida mas comúnmente utilizada es clase B

Amplificador de tres etapas con realimentación total

ETAPA DE

SALIDA CLASE B

VO

VI

VI

VO

afa

VV

I

O

+≅

1

a

0f =

VO‘

‘aV

V

I

O ='

Slew Rate

Reducción del cruce por realimentación

Transferencia de la etapa de salida clase B

VO

VIVBE4 = 0,7V

VBE5 = - 0,7V

VCC+

VCC−

Sin corrección de cruce

Deformación de la señal de salida

VO

VI

VO

Distorsión armónica = 15% con Vi=3Vpico

Notar la presencia de armónicas altas, tanto pares como impares

Análisis espectral de la señal de salida

Transferencia de la etapa de salida clase B

VBEQ4

VBEQ5

Con corrección de cruce

ICQ4

ICQ5

VO

VI

VCC+

VCC−

VB4

VI

VI

VB5

VCEQ4 = -VCEQ5VCE

ICQ4Q

IC4

IC4MAX --IC5MAX

--IC5

--ICQ5

VBEQ4 = 0,6V = -VBEQ5

Polarización de los transistores con ICQ=1mA

t

VSP1=−VCE

t

IC4

ICIC5

Deformación de la señal de salida

VO

VI

Distorsión armónica = 2% , Vi=3Vpico, ICQ=1mA

Análisis espectral de la señal de salida

VO

Distorsión armónica = 2% con Vi=3Vpico

Notar una reducción relativa de las armónicas impares mas bajas

Polarizando los transistores con ICQ=1mA

VCEQ4 = -VCEQ5VCE

ICQ4Q

IC4

IC4MAX --IC5MAX

--IC5

--ICQ5

Polarización de los transistores con ICQ=100mA

t

t

IC4

ICVBEQ4 = 0,75V = -VBEQ5IC5

VSP1=−VCE

VO

Distorsión armónica = 0,3% con Vi=3Vpico

Notar una reducción relativa progresiva de las armónicas superiores

Polarizando los transistores con ICQ=100mA

Análisis espectral de la señal de salida

VCEQ4=--VCEQ5VCE

ICQ4Q

IC4

IC4MAX --IC5MAX

--IC5

--ICQ5

VBEQ4 = 1V = -VBEQ5

Polarización los transistores con ICQ=1A

--IC5

t

IC4

IC

t

--ICQ

VSP1=−VCE

VO

Distorsión armónica = 0,08% con Vi=3Vpico

Notar la fuerte reducción relativa de las armónicas mas altas

Polarizando los transistores con ICQ=1A

La etapa está operando en clase A

Análisis espectral de la señal de salida

Corrección del cruce por polarización con diodos

VO

VI

Corrección del cruce por polarización y realimentación

VO

VI

Incluyendo una etapa de salida clase B en el diseño del amplificador

¿Cómo se fusiona la segunda etapa y la tercera etapa?

Incluyendo una etapa de salida clase B en el diseño del amplificador

La corriente de polarización de los diodos es la misma que la del colector de T3

Incluyendo una etapa de salida clase B en el diseño del amplificador

Los diodos tienen deriva térmica similar a la del transistores T4 y T5.Y menor inercia térmica que el termistor usado en diseños antiguos.

Incluyendo una etapa de salida clase B en el diseño del amplificador

R permite un ajuste preciso de las corrientes de polarización ICQ4 e ICQ5

El transistor permite reemplazar a varios diodos con el circuito multiplicador deVbe y tiene las misma deriva térmica que la juntura base emisor de lostransistores de salida

Incluyendo una etapa de salida clase B en el diseño del amplificador

Mayor estabilidad térmica de etapa de salida

• Se logra agregando una resistencia en serie con los emisores de los transistores de salida de manera de lograr una realimentación en su polarización

• Se logra aumentando el beta de los transistores de salida contecnología Darlington de manera que se logre el aumento de laganancia de la segunda etapa aislándola de la impedancia de carga

Mejoramiento del comportamiento de la segunda etapa

• Se incrementa la ganancia de tensión de la segunda etapa medianteel aumento de la impedancia vista por el colector del transistor T3

• Una forma es mediante la tecnología Bootstrap (tirabotas).

Mejoramiento del comportamiento de la segunda etapa

Funcionamiento del circuito bootstrap (tira botas)

x 0,99i

i

ivZ =

Z

iv ovii

6'Rvv

vZoi

i

−=

io vv 99,0=

6'Rvvi oi

i−

=

6'100 RZ =

SP121etapa3i RββZ =

etapa3iT3 Z//Z.gmetapasegundaladetensióndeGanancia =

• Otra forma es mediante la implementación de una carga activa

Mejoramiento del comportamiento de la segunda etapa

• La batería auxiliar se reemplaza por una tensión de referencialograda con dos diodos

Mejoramiento del comportamiento de la segunda etapa

Mejoramiento del comportamiento de la primera etapa

• Se reemplaza la resistencia de polarización del par diferencial por unafuente de corriente

• Se logra mejorar el manejo de tensiones de modo común y el CMRR

Mejoramiento del comportamiento de la primera etapa

• Otra mejora importante es reemplazar la carga resistiva de T1por una activa lograda con un espejo de corriente

• Se logra duplicar la ganancia de la primera etapa

• Para mejorar la linealidad de la etapa de entrada se agregarealimentación local por medio de resistencias en los emisores

Mejoramiento del comportamiento de la primera etapa

Amplificador de audio = Amplificador Operacional

Especificaciones típicasPotencia de salida = 50W sobre 8 ohm a 1KHz con THD 0,01%Potencia de salida = 80W sobre 4 ohm a 1KHz con THD 0,02%Distorsión armónica total = 0,05% de 20 Hz a 20KHz a 1W/8ohmDistorsión por intermodulación = 0,05 % a 1W/8ohmDistorsión por intermodulación transitoria (TIM)= rara vez especificadoAncho de banda = 10 Hz a 100 KHz a 1W/8ohmAncho de banda de potencia = 10 Hz a 50 KHz a 50W/8ohmSobreimpulso de la tensión de salida = rara vez especificadoFactor de amortiguamiento = 200Impedancia de entrada = 50 KohmCorrimiento de la tensión de salida = ±20mV entre 20 y 50 ºC de temp. amb.Ruido = mejor que 90dB de relación señal ruido o 10uV RMS máx. a la salidaConsumo sin señal = 5WProtección contra cortocircuito a la salidaProtección contra tensión continua a la salida

Amplificador de audio de potencia

Variaciones de topologías de amplificadores

Transistores de salida en cuasi darlington

Transistores de salida en paralelo

Transistores de salida en darlington

Bootstrap a la salida

Bootstrap a la entrada

Segunda etapa complementaria

Segunda etapa complementaria (dos pares diferenciales en cascada)

Segunda etapa complementaria (dos pares diferenciales en cascada), sin tercera etapa

Segunda etapa simple, sin tercera etapa

Segunda etapa complementaria (dos pares diferenciales en paralelo), sin tercera etapa

Segunda etapa complementaria (dos pares diferenciales en paralelo)

Primera etapa simple y bootstrap a la salida

Tercera etapa simple

Tercera etapa simple mas amplificador operacional

Tercera etapa simétrica

Tercera etapa simétrica mas amplificador operacional

Turner 730

Etapa de potencia del amplificador Turner 730

Distorsión armónica

Esquema de un amplificador de audio de potencia

(lazo cerrado)

CARGA

Medición o simulación a lazo abierto

Con éste filtro pasabajos se abre el lazo de alterna conservando el lazo de continua

Distorsión armónica a lazo abierto

Distorsión armónica a lazo cerrado

DA=2%

DA=0,004%

af1DA

DA ABIERTOLAZOCERRADOLAZO +

≅

10mV

10V

10µV

10mV

10V

10mV

Distorsión armónica total

Se produce fundamentalmente por:

• Transferencia alineal de la primera y segunda etapa• Conmutación en tercera etapa (“cruce” en salida clase B)• THD = Total harmonic distortion , en inglés

La tensión de salida de una etapa en emisor común es:

...33

221 +++= ssso VaVaVaV

Desarrollando en serie se puede reemplazar por:

( )1−=T

sVV

QCARGAo eIRV

Con señal sinusoidal se puede expresar:...wtsenoVawtsenoVawtsenoVaV 33

s322

s2s1o +++=∧∧∧

Definiendo distorsión armónica como la relación entre la sumade las componentes armónicas a la fundamental, se tiene paralas componentes segunda y tercera armónica:

)(wtsenoVV SS

∧=

2

1

33

3 2414

==

∧

∧

∧

T

s

s

s

VV

Va

Va

HDT

s

s

2s

VV

Va

Va

HD∧

∧

∧

==412

1

2

2

Resulta evidente la necesidad de exitar la segunda etapa con bajos niveles de señal y que a su vez la misma provea una alta ganancia de tensión

Siendo:T

QCARGA

VIR

a =1 22 2 T

QCARGA

VIR

a = 33 6 T

QCARGA

VIR

a =

( ) ( ) ...3wtsenowt3seno4Va2wtcos1

2VawtsenoVaV

3s3

2s2

s1o +−+−+=

∧∧∧

...3wtseno4Va2wtcos

2Vawtseno

4V3aVa

2VaV

3s3

2s2

3s3

s1

2s2

o +−−

++=

∧∧∧∧

∧

Distorsión de cada etapa

• Se mantiene el circuito realimentado para sostener la correcta polarización.

• Se neutraliza la realimentación de alterna.• Se busca medir cada etapa por separado,

independizándola del efecto de carga de las otras.

PRIMERA ETAPA

VSALPRIMERA ETAPA

VENTDIFERENCIAL

ISALPRIMERAETAPA

VSALPRIMERA ETAPA

ABRIENDO EL LAZO

ISALPRIMERAETAPA

Amplitud entrada = 3mVpicoResistencia emisor par diferencial = 0 ΩDistorsión = 4,81%

Notar que solo 3mV producen un altísimo nivel de distorsión, se buscará reducirlo con el agregado de realimentación local como se muestra en la siguiente diapositva

Amplitud entrada = 3,5mVpicoResistencia emisor par diferencial = 100 ΩDistorsión = 0,02%

El costo es una reducción de ganancia de 10dB.El beneficio es una reducción de la distorsión de mas de 40 dB.Notar que la componente segunda armónica es muy alta en relación a la tercera, cuando se esperaba que hubiera ocurrido cancelación debido al uso del espejo de corriente como carga activa

703u

A

688u

A

Notar que las corrientes de colector del par diferencial son levemente diferentes

703u

A

688u

A

Se propone medir la corriente de salida del par diferencial mediante una resistencia de 1 ohm

ABRIENDO EL LAZOISAL

PRIMERAETAPA

I = 0

VENTDIFERENCIAL

Carga casi ideal para una fuente de corriente

La segunda y tercera armónica tienen un peso importante en la distorsión

695,

5uA

695,

5uA

Se agrega una resistencia y se ajusta su valor para equilibrar las dos corrientes de colector como se muestra en el siguiente esquema

ABRIENDO EL LAZOISAL

PRIMERAETAPA

VENTDIFERENCIAL

I = 0

La segunda resulta muy reducida respecto de la tercera

Comparación entre antes y después de igualar las corrientes de colector del par diferencial

SEGUNDA ETAPA

ISALSEGUNDAETAPA

ISALPRIMERAETAPA

Carga casi ideal para una fuente

de corriente

BLOQUEODE SEÑAL

GENERADOR DE CORRIENTE

I = 0

I

VDIF = 0

MEDICIÓN DE CORRIENTE

Amplitud entrada = 0,1mApicoDistorsión = 12%

Amplitud entrada = 0,05mApicoDistorsión = 0,6%

Amplitud entrada = 0,01mApicoDistorsión = 0,1%

Se nota que por debajo de 0,05mA la reducción de la señal de entrada no es tan importanteen la reducción de la distorsión como lo es para señales mayores a 0,05mA, debido a que paraéste circuito el operar con señales del orden de 0,05mA o menores cae dentro de su zonacuasi lineal.

TERCERA ETAPA

Polarización

IENTSeñal de prueba

VSAL

I

I

Ajuste de simetría de las corrientes I de la tercera etapa

Ajuste de I

Señal de prueba

Se abre lazo

Anulando 1ra y 2da etapas

Notar que a partir de 200mA la distorsión corresponde a un funcionamiento clase A para la amplitud de 3Vpico de la señal de salida con la que se efectuaron todas las mediciones

Se ajusta el valor de la corriente de polarización de la tercera etapa desde una situación de corte hasta 1A en los transistores de salida

I DistorsónuA %

0 200,01 14

0,1 121 10

10 8100 6

1000 410000 2,220000 1,730000 1,440000 1,250000 1

100000 0,5200000 0,14500000 0,08

1000000 0,06

0

2

4

6

8

10

12

14

0,01 0,

1 1 10 100

1000

1000

0

1000

00

1000

000

Espectro de la señal de salida para I=10mA y Vopico=3V

¿Cual es el valor recomendable para I? Justificar

Notar que la distorsión disminuye a medida que aumenta la amplitud.Sin embargo al acercarse al recorte de la etapa de salida vuelve a crecer.Ver el gráfico siguiente

¿Cómo varía la distorsión de la señal de salida del amplificador en función de su amplitud?(Solo la tercera etapa más el efecto de carga de la segunda)

Se midió para una corriente I=10mA obteniéndose los siguientes valores.

Vo DistorsónV %

1 3,13 2,36 1,75

13,1 1,1516 1,0520 1,1

22,5 1,325,4 1,628,2 2,1

30 2,635 440 5,3

0

1

2

3

4

5

6

1 10

Distorsión en función de la amplitud pico de salida para I=10mA%

30101 203 6V

40

Disipación de potenciaLos transistores y diodos de potencia requieren un disipadorpara evacuar el calor y mantener su temperatura de junturapor debajo de la máxima especificada

Ver la página http://www.disipadores.com

103

Cálculo del disipador

V

I

IVPD .=

Se determina experimentalmente el aumento de temperaturade juntura, hallándose proporcional a la potencia disipada

DPjaTaTjT .θ=−=∆

Siendo θja la resistencia térmica juntura- ambiente

Sea un dispositivo semiconductor cualquiera

104

Operando con la ecuación experimental se define laLey de OHM térmica:

DPTaTjja −

=θ

Reescribiendo se obtiene:

jaTjm

jaTaPD θθ

+−=

Donde Tjm es la temperatura de juntura máxima

105

La resistencia juntura ambiente incluye las resistencias:

sacsjcja θθθθ ++=

cápsulajunturatérmicaaresistencijc =θ

disipadorcápsulatérmicaaresistencics =θ

ambientedisipadortérmicaaresistencisa =θ

O sea:

106

Se tiene el siguiente circuito térmico

107

Los fabricantes suelen especificar Tj máximay la potencia en función de la temperatura de la cápsula

Transistor típico:

( ) ( ) coccoccoj

DDcD TTconTT

TTPPTP ≥−

−−=

max

maxmax

Cº150=maxjT

Cº25=coT

W70=maxCOLECTORP

max

max

D

coj

PTT

jc−

=θ

108

Rendimiento de la etapa de salida clase B• Interesa conocer la eficiencia del amplificador y la

peor condición de operación de los transistores

Corriente promedio de colector (1 transistor):

∫ ==π

ππ 0)()(

21 P

PCIwtdwtsenII

Corriente promedio de la fuente (2 transistores):

πP

FUENTEII 2

=

109

Potencia promedio entregada por la fuente:

πCCP

CCFUENTEFUENTEVIVIP 2

==

Eficiencia:

CC

P

CCP

PP

FUENTE

CARGA

VV

VIVI

PP

422 ππ

η ===

Es cuando Vp se acerca a VCC , idealmente VP=VCC

%5,78785,04

=== ηπηCC

CC

VV

¿A que amplitud de señal se obtiene la máxima eficiencia?

η

ηmax

VCC

VP

110

La disipación de potencia en el colector de un transistor es:

2CARGAFUENTE

CPPP −

=

La máxima potencia en cada colector será cuando:4

2LPCCP

CRIVIP −=

π

De donde se obtiene.L

CCPP

LPCC

P

C

RVIIRIV

dIdP

CMAXP ππ20

2 max ==⇒=−=

CCPLPLPP VIRIRVVCMAXPCMAXP π

2maxmax ====

¿A que amplitud de señal se obtiene la máxima disipaciónde potencia en cada transistor?

111

Con lo que la máxima potencia disipada en los colectores de lostransistores se da cuando la tensión de salida es:

CCCCCCP VdeseaoVVV %7,63637,02max ==

π

La máxima potencia disipada en cada colector es entonces:

La potencia disipada (normalizada) en cada colector resulta:22

max 4

−

=

CC

P

CC

P

C

C

VV

VV

PP ππ

Resultando una eficiencia de:

%505,042

4 max==== = η

πππη

CC

CCVV

CC

P

VV

VV

PP

L

CCIICC R

VPPPP 2

2

max max π== =

112

La potencia disipada (normalizada) en cada transistor de salidapuede graficarse en función de la tensión pico de salida así:

113

114

115

Cálculo del RE mínimo requerido para compensar el embalamiento térmico

IEE

B

CIC1

IB1

C2B1C1E IIII ++=

C2C1E III +=

∴<<⇒>> C1B11 II1βsi

Además es:

C12C2 IβI =

Finalmente:

( )1βII 2C1E +=

IC2

RE introduce realimentaciónlocal que permite compensarel embalamiento térmico deQ1

116

La corriente de emisor del transistor cuasi-darlington es:

E

BE1BBE R

VVI −=

Igualando con ( )1βII 2C1E += resulta:

( )1βRVVI

2E

BE1BBC1 +

−=

La potencia generada en el transistor Q1 es:

C1CEG IVP =

Con lo que resulta:

( )1βRVVVP

2E

BE1BBCEG +

−=

117

Para evitar el embalamiento térmico, la generación de calor debe ser menor a la capacidad de disiparlo, por lo que debe cumplirse que:

La variación de potencia disipada es:

( )1βRKV

TjP

2E

CEG

+=

∂∂

La potencia disipable en el transistor Q1 , por ley de Ohm térmica es:

jaTaTjPD θ

−=

TjP

TjP GD

∂∂

≥∂∂

jaTjPD

θ1

=∂∂

Y la variación de potencia generada es:

mV/ºC2Tj

VKcon BE1 =∂∂

=

118

En su forma más conocida:

Notar que para el cuasi-darlington estudiado (NPN-PNP), el transistorque puede embalarse térmicamente es Q1, que además es el que cierrala malla de polarización estabilizada, por lo que debe considerarse para elcálculo de RE la manera en que éste transistor disipará su potencia, o seael valor resultante de θja según se utilice o no disipador térmico, luegopuede calcularse RE . Además será:

( )1βRKV

ja 2E

CE

+≥

θ1Combinando resulta en:

( )KV

1βRjaCE

2E +≤θ

CCMAXCECE VVV == y 2MIN2 ββ =

Finalmente:

( )1βKVjaR

2MIN

CC1E +≥ Qθ

119

Amplificadores Clase G

Introducción a otras clase de amplificadores con mayor eficiencia

que la clase B

¿Porqué se necesitan otras clases?

• La clase B satisface las necesidades de eficiencia en audio para el hogar ya que el contenido musical con alto rango dinámico requiere un promedio de potencia de unos pocos Vatios.

• La mayor eficiencia de las clases D, G y H, involucrando mayor costo de fabricación, solo se requiere y justifica en amplificación profesional.

Disipación en los transistores de salida

Clase B

Clase G

Fuente de corrienteExterior

Interior

Topología Clase G

Exterior

Exterior

Interior

InteriorCarga

En la siguiente diapositiva se

grafica en verde la señal de este nodo

En la siguiente diapositiva se

grafica en rojo la señal de este nodo

En la siguiente diapositiva se

grafica en azul la señal de este nodo

Efecto de aumento de la fuente de alimentación baja

Tiempo 0,2 milisegundos / división

Volta

je d

e sa

lida

y fu

ente

equ

ival

ente

Disipación en los transistores de salidaDi

sipac

ión

en d

e po

tenc

ia

en u

na m

itad

Disipación de potencia en la carga

Clase B

Clase G

Interior

Exterior+Interior

Comparación de eficiencia

Clase G Clase B

Disipación de potencia en la carga

Efic

ienc

ia

%

Clase G alternativa

En la siguiente diapositiva se

grafica en verde la señal de este nodo

En la siguiente diapositiva se

grafica en rojo la señal de este nodo

En la siguiente diapositiva se

grafica en azul la señal de este nodo

Clase G alternativa

Tiempo 0,2 milisegundos / división

Volta

je d

e sa

lida

y fu

ente

equ

ival

ente

Clase G alternativa

• La eficiencia es similar a clase G clásico

• El transistor exterior disipa poco porque está conmutando entre corte y saturación

• El transistor interior en cambio resulta más exigido en disipación y más comprometido con su área segura de operación

Protección en clase G

• Se utilizan las mismas técnicas que en clase B

• El transistor exterior no requiere protección

• El transistor interior puede limitarse en corriente y es en el que debe prestarse atención al SOA (área segura de operación)

Distorsión en clase G

• Debido a que la conmutación de fuente ocurre a un nivel alto, la distorsión no es mayor que la normal en clase B debido al cruce para la reproducción de una señal sinusoidal

• Resulta además enmascarada psicoacústicamente en reproducción de música por los niveles altos de señal y su proximidad en el contenido armónico.

Costos en clase G• Los costos de amplificadores clase G son

mayores que en clase B, aunque mucho menores (debido a la menor complejidad) comparando con clase D

• Se justifica en potencias mayores a 200 W y menores a 1000 W

• Por encima de los 1000 W debe pensarse en clase D