Transistores de Potencia -...

Transistores de Potencia

Tran

sist

or

BJT

Tran

sist

or

M

OSF

ET

El transistor bipolar de potencia

iB

iC

iE

Base de pequeño espesor → aumenta β

Base de pequeño espesor → menor tensión de ruptura

SÍMBOLO

DISEÑO: Especificar DOPADOS y ESPESORES (p.ej.: el espesor de la capa N- determina la tensión deruptura)

EL TRANSISTOR DE POTENCIA

uCE

uBE

iB

iC

iE

BASE

EMISOR

COLECTOR

uCE

uBE

BASE

EMISOR

COLECTOR

Presentan varias bases y emisores entrelazados, para evitar la concentración de corriente.

montaje darlington

Estructura vertical → maximiza el área de conducción → minimiza res. óhmica y térmica

NPN PNP

COLECTOR

BASE

EMISOREM. EMISOR

COLECTOR

EMISOR BASE

COLECTOR

N+

N-

PN+10µm

5-20µm

50-200µm

250µm

1019 át/cm2

1014 át/cm2

1016 át/cm2

VCE0: uCE de ruptura con la base abierta (IB=0)

IC: Corriente máxima de colector

PMAX: máxima potencia capaz de ser disipada por el transistor.

Las zonas de avalancha deben evitarse.

El transistor bipolar de potencia: Características estáticas

ib=0

ib1

ib2

ibMAXic

uce

SATURACIÓN

CORTE

Vce0ZONA ACTIVA

PMAX

Ic


COLECTOR

EMISORBASE

N+

N-

P

N+

• La corriente de base provoca caídas de tensión interna en la zona de base que se suman a la tensión externa entre emisor y colector.

• Esta tensión es mayor cuanto menor sea β

• La concentración de corrientes provoca sobrecalentamientos localizados que desembocan en avalancha secundaria cuando IC es grande. Para minimizar este fenómeno los transistores de potencia tienen varias bases y emisores entrelazados.

Avalancha secundaria


--- - --

---- --

-----


• La corriente de base provoca caídas de tensión interna en la zona de base que se suman a la tensión externa entre emisor y colector.

• Esta tensión es mayor cuanto menor sea β

• La concentración de corrientes provoca sobrecalentamientos localizados que desembocan en avalancha secundaria cuando IC es grande. Para minimizar este fenómeno los transistores de potencia tienen varias bases y emisores entrelazados.

Avalancha secundaria


COLECTOR

EMISORBASE

N+

N-

P

N+

--- -

-------

--------


SOAR: Zona de trabajo seguro. Depende de la frecuencia de trabajo.


ic

uceVce0

PMAXIcMAX-DC

S.O.A.R.

Zona de avalancha secundaria

continua

100us

10

0u

s


El transistor bipolar de potencia: SOAR


Circuitos equivalentes estáticos.

Para estimar la potencia disipada en el bipolar:

Circuito equivalente en saturación

uceuB

uB

uce

ic

ic

+

VCC

RCARGA

SATURA-

CIÓNCORTE

SATURA-

CIÓN


VCC

uB VBE VCE-SAT

V 7,0VBE

V 3,0V SATCE

B

BCBBECSATCESAT Est

R

7,0V·7,0I·3,0I·VI·VP

RCARGA

RB


Circuito equivalente en corte


VCC

uB VCE

RCARGA

RB


Encendido con carga resistiva.

• La gran cantidad de carga espacial necesita tiempo para ser creada y destruida. El paso de corte asaturación, y viceversa, es lento. Cuanta menos carga espacial más rápida será la conmutación perotambién mayores serán las pérdidas estáticas.

• Con el fin de acelerar la conmutación y disminuir sus pérdidas, puede suministrarse una IB negativapara pasar de saturación a corte.

uceuB

uB

uce

ic

ic

+

VCC

RCARGA

90%

tdON

El transistor bipolar de potencia: Características dinámicas

10%

trise

tON


Apagado con carga resistiva.

uceuB

uB

uce

ic

ic

+

VCC

RCARGA

90%

tst


10%

tfall

tOFF

tst: Tiempo de almacenamiento: el proceso de conducción continúa a costa de los portadoresalmacenados en la base.

Las pérdidas en conmutación en el apagado son MAYORES que las del encendido (debido al tiempo debajada)


Cálculo de la potencia disipada en la conmutación: APAGADO

uce

ic iC MAX


tfall

VCCDurante tfall:

t·t

V)t(u

fall

CCCE

fall

fallMAX CC

t

tt·i)t(i

Para calcular la potencia (W) basta multiplicar por la frecuencia.

Para el caso de la potencia en el ENCENDIDO, se actúa de manera análoga.

falltt

0t CECOFF dt)·t(u)·t(iE

6

t·V·iE fallCCMAX C

OFF


2

2MAX CC

t

ttI)t(i

En t1:

En t2:

(Mientras exista circulación de corriente por el diodo, soporta tensión nula).

Apagado con carga inductiva:


uce

ic

toff

t2t1

uce

uB

icVCC

L

1CCCE

t

t·V)t(u

OFFtt

0t CECOFF dt)·t(u)·t(iE

2

t·V·iE offCCMAX C

OFF

VCC

iC MAX


Encendido con carga inductiva:


uce

ic

ton

t2t1

uce

uB

icVCC

L

iRR

VCC

iC MAX

1

RRMAX CCt

tii)t(i

En t1:

En t2:

CCCE V)t(u

2

2RRMAX CC

t

tt·ii)t(i

2

2CCCE

t

ttV)t(u

ontt

0t CECON dt)·t(u)·t(iE

3

2

tt·V·i

2

t·V·iE

1onCCRR

onCCMAX CON


Diodo externo para aplicaciones de medio puente y puente completo.

Diodo externo para aumentar la velocidad de conmutación.

• Aumento de : TOT= 1*2+1+2.

• La conmutación es aún más lenta.

Características

El transistor bipolar de potencia: Montaje Darlington

iB

iC

iE

BASE

EMISOR

COLECTOR


El MOSFET de potencia: Estructura

Alta impedancia de entrada (CGS).

SÍMBOLO

Dispositivo fundamental como interruptor controlado por tensión. Suele usarse casi exclusivamentelos de canal N.

uDS

uGS

iG

iD

iS

PUERTA

FUENTE

DRENADOR

Compuesto por muchas células de enriquecimiento conectadas en paralelo.

Siempre de ACUMULACIÓN; no tienen el canal formado. El sustrato está siempre conectado a la fuente.

CANAL N CANAL P

uDS

uGS

iG

iD

iS

PUERTA

FUENTE

DRENADOR

DRENADOR

FUENTEPUERTA

N

N-

N N N N N N

P PP

SUS

ÓXIDO


Si uGS es menor que el valor umbral, uGS TH, el MOSFET está abierto (en corte). Un valor típico de uGS TH es 3V. uGS suele tener un límite de ±20V. Suele proporcionarse entre 12 y 15 V para minimizar la caída de tensión VDS.VDS MAX: Tensión de ruptura máxima entre drenador y fuente.ID MAX: Corriente de drenador máxima (DC).RDS ON: Resistencia de encendido entre drenador y fuente.

uGS<uGS TH

iD

uDS

SATURACIÓN

CORTE

VDS MAXZONA ACTIVA

PMAX

ID MAX

El MOSFET de potencia: características estáticas

uGS=uGS1

uGS2>uGS1


SOAR: Zona de trabajo seguro. Depende de la frecuencia de trabajo.

El MOSFET de potencia: características estáticas

iD

uDS

PMAX

S.O.A.R.

Zona limitada por RDS ON

10

0u

s


El MOSFET de potencia: S.O.A.R.


Circuitos equivalentes estáticos.

Circuito equivalente en corte

uDSuGS

uGS

uDS

iD

iD

+

VCC

RCARGA

SATURA-

CIÓNCORTE

SATURA-

CIÓN

El MOSFET de potencia: Características estáticas

VCC

uDS

RCARGA

RDS ON

Circuito equivalente en saturación

VCC

uGS

RCARGA


• La unión PN- está inversamente polarizada.• La tensión drenador-fuente está concentrada en la unión PN-.• La región N- está poco dopada para alcanzar el valor requerido de tensión soportada (rated voltage).• Tensiones de ruptura grandes requieren zonas N poco dopadas de gran extensión.

MOSFET en corte (uDS>0)


uDSZona de transición:La zona P-N- es un diodo polarizado inversamente.

DRENADOR

FUENTEPUERTA

N

N-

N N N N N NP PP

SUS

ÓXIDO


MOSFET saturado (iDS>0)


uGSCon suficiente uGS se forma un canal bajo la puerta que permite la conducción bidireccional.

Aparece una resistencia RDS ON, entre drenador y fuente, que es suma de resistencias: canal, contactos de fuente y drenador, región N-...

Cuando la tensión de ruptura aumenta, la región N-

domina en el valor de RDS ON.

En una zona poco dopada no hay muchos portadores, por lo que RDS ON aumenta rápidamente si la tensión de ruptura se quiere hacer de varios centenares de voltios.

Un MOSFET es el interruptor preferido para tensiones menores o iguales a 500V. Más allá es preferible, en general, un IGBT.

El MOSFET es capaz de conducir corrientes de pico bastante superiores a su valor medio máximo (rated current).

DRENADOR

FUENTEPUERTA

N

N-

N N N N N NP PP

SUS

ÓXIDO


• El diodo se polariza directamente cuando VDS es negativa.

• Es capaz de conducir la misma corriente que el MOSFET.

• La mayoría son lentos. Esto provoca picos de corriente de recuperación inversa que pueden destruir el dispositivo.

Diodo parásito entre drenador y fuente.


uDS

uGS

iG

iD

iS

PUERTA

FUENTE

DRENADOR

Puede anularse o sustituirse el diodo parásito mediante diodos externos rápidos.

Anulación Sustitución


CDS

• Los tiempos de conmutación del MOSFET se deben principalmente a sus capacidades e inductancias parásitas, así como a la resistencia interna de la fuente de puerta.

CISS: CGS + CGD Capacidad de entrada Se mide con la salida en cortocircuito.CRSS: CGD Capacidad Miller o de transferencia inversa.COSS: CDS + CGD Capacidad de salida; se mide con la entrada cortocircuitadaLD: Inductancia de drenadorLS: Inductancia de fuente.

Parámetros parásitos.

Parámetros parásitos

El MOSFET de potencia: Características dinámicas

CGD

CGS

CDS

CGD

CGS

LS

LD

CGS: Grande, constanteCGD: pequeña, no linealCDS: moderada, no lineal


tdelay trise

ton

tdisch tfall

toff

Conmutaciones con carga resistiva pura


CDS

CGD

CGS

VDD

VA

RG

RD

t1 t2

VA

uGS

uGS-TH

iD

uDS

90%90%

10% 10%

pMOS


EFECTO MILLER

OIF UUU IUO U·AU

AuUI UO

UF

ZF

IUIF U·AUU IU U·A1

U

F

A1

Z

F

UI

F

FF

Z

A1·U

Z

UI

EFECTO MILLER EN LA ENTRADA

OU

OF U

A

UU

OU

U U·A

A1

F

U

U

OF

FF

Z

A

A1

·UZ

UI

UU

F A·A1

Z

AuUI UO

EFECTO MILLER EN LA SALIDA



trise

ton

tdisch tfall

toff

tdelay

Conmutaciones con carga resistiva pura


CDS

CGD

CGS

VDD

VA

RG

RD

t1 t2

VA

uGSuGS-TH

iD

uDS

90%90%

10% 10%

pMOS


ton toff

t1 t2 t3 t4

Conmutaciones con carga inductiva


CDS

CGD

CGS

VDD

VA

RG

LD

t1 t2

VA

uGSuGS-TH

iD

uDS

IRR

pMOS


Cálculo de la potencia disipada en la conmutación: APAGADO con carga resistiva

uDS

iD iD MAX

El MOSFET de potencia: Cálculo de pérdidas

tfall

VDDDurante tfall:

t·t

V)t(u

fall

DDDS

fall

fallMAX DD

t

tt·i)t(i

Para calcular la potencia (W) basta multiplicar por la frecuencia.

Para el caso de la potencia en el ENCENDIDO, se actúa de manera análoga.

falltt

0t DSDOFF dt)·t(u)·t(iE

6

t·V·iE fallDDMAX D

OFF


EJEMPLO:


Evalúense las pérdidas en el MOSFET de RDS

ON=0,55 W para el caso de que su tensión y corriente sean las de la figura. Hágase el cálculo cuando d=0,3 y con frecuencias de 10kHz y 150 kHz. uDS

iD 5A

100 ns

150V

100 ns

d·T (1-d)·T

W125,4d·5·55,0I·RP 22DrmsON DS1

Puesto que T>>100ns, puede aproximarse

J5,126

10·100·150·5

6

t·V·iEE

9fallDDMAX D

ONOFF

1ONMOS P)f(E·2)f(P W38,4W125,4W25,0)kHz10(PMOS

W6,41W125,4W5,37)kHz150(PMOS


2

2MAX DD

t

ttI)t(i

En t1:

En t2:

(Mientras exista circulación de corriente por el diodo, soporta tensión nula).

Apagado con carga inductiva:


uDS

iD

toff

t2t1

1DDDS

t

t·V)t(u

OFFtt

0t DSDOFF dt)·t(u)·t(iE

2

t·V·iE offDDMAX D

OFF

VDD

iD MAX


uDS

iD

ton

t2t1

iRR

VDD

iD MAX

1

RRMAX DDt

tii)t(i

En t1:

En t2:

DDDS V)t(u

2

2RRMAX DD

t

tt·ii)t(i

2

2DDDS

t

ttV)t(u

ontt

0t DSDON dt)·t(u)·t(iE

3

2

tt·V·i

2

t·V·iE

1onDDRR

onDDMAX DON

Encendido con carga inductiva:



1.- Circuito para disminuir el efecto Miller.

2.- Los transistores de puerta son de señal y por tanto más rápidos.

3.- La resistencia de puerta, r, es muy pequeña (<10W) y se coloca para proteger la puertade posibles picos de tensión.

4.- Las capacidades se cargan linealmente, con corriente constante.

5.- La potencia que maneja el circuito de gobierno es muy pequeña.

Sin aislamiento

El MOSFET de potencia: Circuitos de gobierno de puerta (drivers)

CDS

CGD

CGS

+VCC

VGG

R r


Con aislamiento


1.- Siempre hay un interruptor cerrado generándose unaonda cuadrada sobre R.

2.- Cuando cierra el interruptor de abajo, en G y en S debehaber 0V.

3.- Cuando es el MOSFET quien se cierra, en su fuenteaparecen 500V.

4.- En ese momento, para mantener el MOSFET cerrado, enpuerta debe haber 515V.

5.- En general, en equipos de potencia todas las fuentes detensión deben estar referidas a masa, pues provienen de VG.

6.- Se necesita una tensión superior a la propia VG.

7.- En la resolución de este problema, los circuitos de bombade carga se han impuesto a los transformadores deimpulsos.

GS

D

RINT

500V


BOOTSTRAP


GS

D

RINT

500V

DBOOT

VCC

CBOOT

1.- Al cerrarse el interruptor inferior, CBOOT secarga a 15V en un solo ciclo.

2.- Cuando en S hay 500V el diodo DBOOT

impide que CBOOT se descargue; dicho diododebe ser capaz de bloquear toda la tensión delcircuito.

4.- Con dos transistores auxiliares se aplica latensión de CBOOT a la puerta del MOSFET depotencia.

5.- CBOOT debe tener una capacidad muysuperior a la de puerta para que apenas sedescargue.

V12V5,1V

QC

CC

GBOOT

QG: carga de puertaVCC: 15V1,5V: caídas de tensión en los transistores auxiliares12V: tensión mínima de puerta


IRF510 100V 5,6A 0,54 W 5nC

IRF540N 100V 27A 0,052 W 71nC

APT10M25BVR 100V 75A 0,025 W 150nC

IRF740 400V 10A 0,55 W 35nC

APT4012BVR 400V 37A 0,12 W 195nC

APT5017BVR 500V 30A 0,17 W 200nC

SMM70N06 60V 70A 0,018 W 120nC

MTW10N100E 1000V 10A 1,3 W 100nC

Referencia VDS,MAX ID,MAX RON QG (típica)

47ns

74ns

50ns

40ns

67ns

66ns

120ns

290ns

tc (típico)

Algunos MOSFET de potencia

El MOSFET de potencia: Características reales


Semitrans 2Semitrans 1

TO247TO220 TO3

Semitop 2

El MOSFET de potencia: Encapsulados


El MOSFET de potencia: Caso real: IRF540N


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