Elektrotechnisches Grundlagen-Labor II

Transistor als Schalter

Versuch Nr.

5 Erforderliche Geräte Anzahl Bezeichnung, Daten GL-Nr.

1 Doppelnetzgerät 198 1 Oszillograph 178 1 Impulsgenerator 153 1 NF-Transistor B = 100 2 Dioden 1 Widerstand 51Ω 2 Widerstände 470Ω 1 Widerstand 1kΩ 1 Widerstand 10kΩ 1 Widerstand 15kΩ 1 Widerstand 30kΩ 1 Widerstand 47kΩ 1 Widerstand 91kΩ 1 Kondensator 15pF 1 Kondensator 50pF 1 Kondensator 150pF 1 Kondensator 500pF 1 Schaltkasten 1 Kurzschlussstecker 3 Koaxialkabel BNC-BNC 1 Koaxialkabel BNC / 2 Bananenstecker Datum: Name: Versuch durchgeführt:

2

1 Theoretische Grundlagen 1.1 Transistoren als Schalter Der Grundbaustein der digitalen Schaltungstechnik ist der gesteuerte Schalter. In seiner idealen Form ist dieser bei Vorhandensein eines Steuer- oder Eingangssig-nals (z.B. Eingangsspannung ue > 0) eingeschaltet, d.h. sein Widerstand ist Rein = 0. bei fehlendem Eingangssignal (ue = 0) ist er ausgeschaltet, d.h. sein Widerstand ist Raus → ∞. Der Übergang zwischen diesen beiden Zuständen erfolgt bei sprungförmi-ger Änderung des Eingangssignals verzögerungsfrei in unendlich kurzer Zeit. Legt man diesen idealen Schalter nach Bild 1 über einen Widerstand R an eine ide-ale Gleichspannungsquelle mit der Klemmenspannung +UP, so ergeben sich für die Spannung u am Schalter und den Strom i durch den Schalter die in dem nebenste-henden i-u-Diagramm eingezeichneten Werte. Bei geeigneter Auslegung der Schal-tung kann dann z.B. die Spannung u als Steuersignal ue für andere gesteuerte Schal-ter dienen.

Bild 1 Idealer Schalter In den nachfolgenden Schaltbildern wird die Betriebsspannung +UP der Einfachheit halber nur als Potenzial der mit +UP bezeichneten Klemme gegenüber dem Nullpo-tenzial (Symbol ⊥) angegeben. UP selbst und alle weiteren mit Großbuchstaben be-zeichneten Spannungen und Ströme sind als Beträge aufzufassen. Mechanische Schalter kommen dem Ideal bezüglich der Widerstände Rein und Raus sehr nahe, sind aber mit hohen Trägheiten behaftet, so dass sie bei hohen Schaltfre-quenzen nicht einsetzbar sind. Elektronische Schalter arbeiten um mehrere Größen-ordnungen schneller, sind jedoch bezüglich ihrer Leit- und Sperreigenschaften nicht ideal (s. Bild 2).

u

i

Uaus = UP

Schalter ein

Schalter aus

Uein = 0

Iein = UP

R

R

uS

+ UP

i

G

Iaus = 0

3

Bild 2 Nichtidealer Schalter mit Sperrwiderstand Raus und Durchlasswiderstand Rein,

entsprechend einem Transistor bei niedrigen Frequenzen Raus hat nur einen endlichen Wert und Rein ist größer als null. Da der Zusammenhang zwischen Schalterstrom i und Schalterspannung u durch UP und R in Form der in das Diagramm von Bild 2 eingezeichneten Arbeitsgeraden gegeben ist (vgl. die Versuche „Nichtlineare Widerstände“ und „Transistor-Kennlinien“), ergeben sich für die Ströme und Spannungen im ein- und ausgeschalteten Zustand andere Werte als in Bild 1. Insbesondere ist die Differenz einaus UUU −=∆ der beim Schaltvorgang auftretenden Spannung gegenüber dem idealen Schalter verringert. In diesem Versuch wird der gesteuerte Schalter, wie bereits in Bild 2 angedeutet, durch einen bipolaren npn-Transistor realisiert. Das Schaltsymbol mit den Anschlüs-sen Basis (B), Emitter (E) und Kollektor (C) sowie den zugehörigen Spannungen und Strömen ist in Bild 3 dargestellt. Der Transistor kann vereinfacht als ein vom Basis-strom iB als Steuergröße abhängender Widerstand aufgefasst werden, entsprechend einem nichtidealen Schalter, der für iB > 0 ein- und für iB = 0 ausgeschaltet ist.

Bild 3 Ströme und Spannungen am Transistor

u

i

Uaus

Schalter Ein

Schalter Aus

Uein

Iein

UP

R

uS

+ UP

Raus

Rein

R

i

i = uRein

Iaus

UP

i = UP - uR

i = uRaus

C

iBB

E

iC

uBE

uCE

4

Diese Steuerung arbeitet auch nicht verzögerungsfrei. Deshalb werden im Folgenden nach einer Beschreibung der Schaltzustände (statisches Verhalten) das Zustande-kommen der Schaltverzögerung und Maßnahmen zu ihrer Beeinflussung behandelt (dynamisches Verhalten). 1.2 Darstellung der Schaltzustände im Kennlinienfeld Zur Darstellung der Schaltzustände dient das in Bild 4 gezeichnete Ausgangskennli-nienfeld, d.h. es werden analog zu den Bildern 1 und 2 die möglichen Schaltzustände in einem iC=f(uCE)-Koordinatensystem dargestellt (s. hierzu auch Versuch „Transis-torkennlinien“). Die Schaltzustände liegen alle auf der sog. Arbeitsgeraden, die durch die Betriebsspannung UP und den Kollektorwiderstand RC gemäß der Beziehung

CCPCE iRUu ⋅−= (1) festgelegt wird.

Bild 4 Schaltzustände im Kennlinienfeld Die Lage des Arbeitspunkts, d.h. des jeweiligen Schaltzustands auf der Arbeitsgera-den, wird durch die Ansteuerung des Transistors an der Basis bestimmt. Als Steuer-parameter wird der Basisstrom iB gewählt. Die zugehörige Kennlinie ergibt als Schnittpunkt mit der Arbeitsgeraden den Arbeitspunkt. Der Sperrbereich (I) wird durch die Kennlinie iB = 0 begrenzt. Der Arbeitspunkt auf dieser Kennlinie entspricht dem Schaltzustand „Aus“. Der hierbei fließende Kollektor-strom IC0 ist bei Si-Transistoren annähernd null:

0Ii 0CC ≈= (2)

UP

+ UP

RC

uCE

iC

uBE

iB

uCE

iB

ICS

IC0

iC

3

1

2

4

I

II

III

iB = 0

UCB = 0

IBS

5

Die Kollektorspannung hat den Wert

PCE Uu ≈ (3)

Eine weitere Verringerung des Basisstroms (iB < 0) bringt statisch keinen wesentli-chen Unterschied, hat jedoch Einfluss auf die Schaltzeiten (s. Abschnitt 1.3.2). Erfüllt der Basisstrom die Ungleichung

BSB Ii0 << (4) (IBS: Basissättigungsstrom) so befindet sich der Transistor im aktiven Bereich, beispielsweise mit dem Arbeits-punkt . Dieser Arbeitspunkt entspricht dem eines linearen Verstärkers. Der aktive Bereich wird beim Umschalten kurzzeitig durchlaufen. Es gilt:

BC iBi ⋅= (5)

CCPCE iRUu ⋅−= (6) (B: Stromverstärkung). Der Sättigungsbereich (III) wird begrenzt durch die Kniespannungskennlinie. Diese ist gegeben durch gleiche Werte von uBE und uCE, d.h. uCB = 0. Der zugehörige Ar-beitspunkt mit den Werten

BSB Ii = (7)

CSBSC IIBi =⋅= (8)

BESBECE Uuu == (9) (UBES: Basissättigungsspannung) (ICS: Kollektorsättigungsspannung) wird jedoch nicht als „Ein“-Arbeitspunkt verwendet, weil er z.B. bei Änderung der Stromverstärkung B infolge Alterung oder Umwelteinflüssen (z.B. Temperaturände-rung) instabil würde. Falls UP >> UBES ist, gilt näherungsweise

C

PCS R

UI ≈ (10)

Der Schaltzustand „Ein“ wird daher in den Arbeitspunkt gelegt. Der Kollektorstrom kann in diesem Fall auch bei weiterer Vergrößerung von iB (Übersteuerung) nicht mehr ansteigen (Sättigung des Transistors). Hierbei ist

BSBüB IüIi ⋅== mit 1ü> (11)

6

CSC Ii ≈ (12)

BESBECESCE UuUu ≈<= (13)

(ü: Übersteuerungsfaktor) (UCES: Kollektorsättigungsspannung). 1.3 Dynamisches Verhalten 1.3.1 Gesättigter Schalter In den meisten Anwendungsfällen arbeiten mehrere gleichartige Transistorschalter derart zusammen, dass einer den anderen (oder mehrere andere) steuert. Ein di-rektes Hintereinanderschalten von Transistoren nach Bild 4 ist jedoch im Allgemei-nen nicht möglich, da ausgangsseitig relativ hohe Spannungen mit kleinen Innenwi-derständen auftreten (s. Gleichung (3)), am Eingang jedoch ein Steuerstrom iB bei relativ kleiner Spannung benötigt wird. Diese Stromsteuerung lässt sich am ein-fachsten dadurch realisieren, dass man nach Bild 5 einen Basisvorwiderstand RB vorsieht, der an die steuernde Spannungsquelle angeschlossen wird.

Bild 5 Gesättigter Schalter Bild 6 zeigt ein für die Beschreibung des statischen und dynamischen Verhaltens geeignetes Ersatzschaltbild des Transistors und das zugehörige Ausgangskennli-nienfeld. Die Ersatzschaltung besteht aus der Eingangskapazität Ce und dem Ein-gangswiderstand Re, einer gesteuerten Stromquelle, d.h. einer idealen Stromquelle mit dem Kurzschlussstrom (ie ⋅ B) sowie der idealen Diode DS und dem Widerstand RS. Der Steuerstrom ie ist im stationären Zustand gleich dem Basisstrom iB. Bei sprunghaften Änderungen von iB, wie sie zum Ein- bzw. Ausschalten des Transistors vorgenommen werden, folgt jedoch ie nur verzögert Ce umgeladen werden muss.

+ UP

RC

uCE = ua

iC

ueiB

RB

7

Bild 6 Transistorersatzschaltung und zugehöriges Ausgangskennlinienfeld Der Eingangswiderstand Re entspricht etwa dem differenziellen Widerstand einer Di-ode für i = iB (s. Versuch „Nichtlineare Widerstände“), d.h. Re ≈ UT/iB. Er liegt, da der Innenwiderstand der Steuerquelle vernachlässigt werden kann, parallel zu RB. Ce setzt sich aus folgenden Anteilen zusammen:

)v1(CCCCC CBBEDSe +⋅+++= . (14) Es bedeuten

CS = const. Schaltkapazität CD ~ iB Diffusionskapazität, berücksichtigt die Ladungsspeiche-

rung in der Basis CBE = f(uBE) Sperrschichtkapazität CCB = f(uCB) Sperrschichtkapazität

BE

CE

uu

v∂∂

= Spannungsverstärkung, im aktiven Bereich ~ iC, sonst

klein. Zusammen mit dem Vorwiderstand RB und dem ebenfalls vom Arbeitspunkt abhängi-gen Transistoreingangswiderstand Re ergibt sich ein RC-Glied, dessen Zeitkonstante

eeB C)R//R( ⋅=τ (15)

RS

ie·BRe

B

E

C

DSCe

iB ie

uCE

iC

ie > 0

ie = 0

8

die Abschätzung der zu erwartenden Schaltzeiten ermöglicht. Eine quantitative Be-stimmung dieser Größen ist jedoch, besonders im Sättigungsbereich, je nach der geforderten Genauigkeit sehr schwierig und bedingt die Kenntnis der physikalischen und technologischen Daten des Transistors. Sie kann daher im Rahmen dieses Ver-suchs nicht durchgeführt werden. Für eine genauere Beschreibung wird auf die im Abschnitt 2 genannte Literatur verwiesen. Um dennoch einen Eindruck von den zu erwartenden Größenordnungen und dem Beitrag der genannten Teilkapazitäten zu vermitteln, sind nachfolgend für die Ar-beitspunkte von Bild 4 Richtwerte zusammengestellt. Hierbei ist ein für Schalteran-wendung nicht sonderlich geeigneter NF-Transistor mit B = 100 zugrunde gelegt, wie er in diesem Versuch verwendet wird. Weiter sei UP = 10V, RB = 10kΩ, RC = 1kΩ.

9

Tabelle 1

Arbeitspunkt

CS/pF 10 10 10 10

CD/nF 0 0,75 1,5 15

CBE/pF 10 20 30 50

CCB/pF 2 3 10 20

v 0 200 1 0

Ce/nF 0,02 1,4 1,6 15

Ω/RR eB 10k 500 250 100

s/µτ 0,2 0,7 0,4 1,5

Bei Ansteuerung der Schaltung von Bild 5 mit dem in Bild 7 gezeigten Spannungs-verlauf kann man nun unter Berücksichtigung des oben Gesagten den zeitlichen Ver-lauf des Steuerstroms ie sowie des Kollektorstroms iC bestimmen.

10

Bild 7 Eingangsspannung, Basis- und Kollektorstrom beim Schaltvorgang Einschalten: Zur Zeit t = 0 springt die Steuerspannung auf ue = Ue = UP und damit der Basisstrom auf BSBÜB IüIi ⋅== . Der Steuerstrom ie reagiert erst verzögert und strebt asympto-tisch mit der Zeitkonstanten τ nach dem stationären Endwert

B

P

B

eBBüe R

URU

IüIi =≈⋅== S (16)

Der Kollektorstrom kann jedoch nur bis zum Wert ICS folgen (siehe Gleichungen (8), (10), (12)) und bleibt dann konstant. Die Zeitfunktion des Stromanstiegs ist angenä-hert

)e1(Iü)t(i /tCSC

τ′−−⋅⋅= (AP ) (17)

t

1

t´ = 0t = 0ue/UP = iB/IBü

ü

ie/IBS 1

ü

10,9

0,1

iC/ICS

t

t

τ τ

trtd ts tf

11

Ausschalten: In der Basiszone des Transistors ist im leitenden Zustand eine dem Basisstrom an-nähernd proportionale Ladung gespeichert. Dieser Effekt wird durch die oben einge-führte Kapazität CD beschrieben. Wenn nun die Eingangsspannung ue wieder auf null springt, beginnt sich die Kapa-zität Ce über Re und RB zu entladen, d.h. der Steuerstrom ie geht mit der Zeitkonstan-ten τ nach Null. Sobald die aufgrund der Übersteuerung vorhandene überschüssige Ladung abgebaut ist, d.h. wenn der Strom ie den Wert IBS unterschreitet, gelangt der Transistor in den aktiven Bereich und der Kollektorstrom iC geht im selben Maß wie ie zurück:

τ′−⋅= /tCSC eI)t(i (AP ) (18)

Es werden folgende Zeiten für das Ein- und Ausschalten definiert: td Verzögerungszeit (delay time), gemessen vom Einschaltzeitpunkt (t = 0) bis zu

dem Wert, bei dem CSC I1,0i ⋅= ist. tr Anstiegszeit (rise time), kennzeichnet die Zeit, die der Kollektorstrom benötigt,

um von CSC I1,0i ⋅= bis CSC I9,0i ⋅= anzuwachsen. ts Speicherzeit (storage time), gemessen vom Ausschaltzeitpunkt bis zu dem

Wert, bei dem CSC I9,0i ⋅= wird. tf Abfallzeit (fall time), kennzeichnet die Zeit, in der iC vom Wert CSC I9,0i ⋅= bis

CSC I1,0i ⋅= abgefallen ist. Ferner werden die Ein- bzw. Ausschaltzeit definiert:

rdein ttt += (19)

fsaus ttt += (20) Legt man die Zeitfunktionen (17) und (18) zugrunde, erhält man für die Schaltzeiten:

ü1,0td ⋅τ= (AP ) (21)

ü9,0ü1,0ülnt r

τ≈

−−

⋅τ= (AP ) (22)

üln9,0

ülnts ⋅τ≈⋅τ= (AP ) (23)

τ≈⋅τ= 29lnt f (AP ) (24)

12

Bei allen diesen Zeitangaben ist zu beachten, dass die Zeitkonstante τ vom Arbeits-punkt abhängig ist. Bei geringeren Anforderungen an die Genauigkeit der Ergebnisse genügt es jedoch, in den Gleichungen (17), (18) und (21) bis (24) für τ konstante mittlere Werte einzusetzen, und zwar für die jeweils angegebenen Arbeitspunkte. Für den hier verwendeten Transistor sind dieses Werte in Tabelle 1 aufgeführt. 1.3.2 Gesättigter Schalter mit Ausräumstrom Will man die Zunahme der Speicherzeit durch die Übersteuerung verhindern, müs-sen beim Ausschalten durch einen negativen Basisstrom zusätzlich Ladungsträger (Elektronen) aus der Basiszone abgeführt werden. Man spricht vom „Ausräumen“ der Basis. 1.3.2.1 Ausräumstrom durch negative Hilfsspannung In der Schaltung nach Bild 8 fließt, nachdem die Eingangsspannung ue zu Null ge-worden ist, der Ausräumstrom

2B

NBSBaB R

UIaIi −≈⋅−=−= (25)

(a: Ausräumfaktor) in die Basis (hierbei wird angenommen, dass immer NBE Uu << ist. Nach diesem Endwert fällt bei gleicher Zeitkonstante τ der Steuerstrom ie schneller ab, wodurch die Zeiten ts und tf verkürzt werden. Der Transistor sperrt, sobald iC = ie = 0 ist (Bild 9). Der Steuerstrom ie kann nicht negativ werden, da bei negativen Basisspannungen der Eingangswiderstand Re sehr groß wird. Der Einschaltvorgang ist der gleiche wie in Abschnitt 1.3.3, nur gilt anstelle der Gleichung (16) für den Basisstrom

2B

N

1B

PBSBüB R

URU

IüIi −≈⋅== (26)

Für die Ausschaltzeiten erhält man

a1ü

9,0aüalnts

−⋅τ≈

++

⋅τ= (AP ) (27)

a1,0a9,0alnt f

τ≈

++

⋅τ= (AP ) (28)

wobei hinsichtlich der Zeitkonstanten τ dieselben Überlegungen wie in Abschnitt 1.3.1 gelten. Wie man sieht, kann theoretisch durch einen großen Ausräumfaktor die

13

Speicherzeit ts trotz Übersteuerung klein gehalten und die Abfallzeit tf sogar unab-hängig von ü verkürzt werden. Hierzu müssen jedoch die Widerstände RB1 und RB2 verkleinert werden, wodurch aber die Belastung der Quellen von ue und –UN erhöht wird.

Bild 8 Transistorschalter mit Ausräumstrom

+ UP

iC

ue

iBRB1

RB2

- UN

14

Bild 9 Eingangsspannung, Steuer- und Kollektorstrom beim Schaltvorgang Schließlich gelten die angestellten Berechnungen nur für den Fall der sog. Stromsteuerung, d.h. die eingangsseitige Beschaltung des Transistors ist hochoh-mig im Vergleich zum Transistoreingang ( e2B1B RRR >> ) und kann daher als Strom-quelle aufgefasst werden (vgl. Abschnitt 1.3.1).

tt´ = 0t = 0ue/UP

ü

ie/IBS 1

ü

10,9

0,1

iC/ICS

t

t

τ

τ

tr

td

ts tf

- a

- a

15

1.3.2.2 Ausräumen durch RC-Kopplung Die oben beschriebenen Schwierigkeiten vermeidet die Schaltung nach Bild 10.

Bild 10 RC-Kopplung Der Widerstand RB wird so bemessen, dass der Übersteuerungsfaktor nur wenig ü-ber eins liegt. Der nur während des Ein- bzw. Ausschaltvorgangs fließende Umla-destrom des Kondensators CB wirkt als zusätzlicher Übersteuerungs- bzw. als Aus-räumstrom. Bei richtiger Dimensionierung bilden CB und RB zusammen mit den Ele-menten Ce und Re der Transistorschaltung (Bild 6) einen frequenzkompensierten Spannungsteiler, d.h. es gilt

τ≈⋅=⋅ eeBB CRCR (29) Diese Beziehung erlaubt es umgekehrt, bei experimentellem Abgleich von CB und/oder RB auf kürzeste Schaltzeiten einen Richtwert für die Zeitkonstante τ zu bestimmen. 1.3.3 Ungesättigter Schalter Eine andere Möglichkeit, die Schaltzeiten zu verkürzen besteht darin, die Sättigung überhaupt zu vermeiden. Hierzu werden zwei Methoden behandelt. 1.3.3.1 Klemmschaltung Zur Erklärung dieses Prinzips soll Bild 11 dienen.

+ UP

RC

RB

CB

16

Bild 11 Diodenschaltung Der Strom I sei eingeprägt. Er teilt sich nach der Knotenpunktregel auf die beiden Dioden auf, d.h. I = i1 + i2. Weiter folgt, wenn man für die Kennlinie einer Diode (Bild 12)

( )1eIi TD U/uSD −⋅= (30)

(UT ≈ 26mV; IS: Diodenparameter) ansetzt, für das Verhältnis der Ströme in Bild 11

T12 U/)uu(

2

1 eii −= (31)

Man erkennt, dass schon bei geringen Potenzialunterschieden u1 – u2 der Strom I fast vollständig über diejenige Diode fließt, deren Kathode negativer ist.

Bild 12 Diodenkennlinie Diese Tatsache wird bei dem Transistorschalter nach Bild 13 ausgenützt. Dem Strom I von Bild 11 entspricht der über RB fließende Strom aus der Steuerquelle. Dieser fließt als Basisstrom über die Diode D1 solange uBE < uCE ist, d.h. während sich der Arbeitspunkt im aktiven Bereich befindet. Im Sättigungsbereich gilt nach (9) bzw. (13) uCE < uBE, was zur Folge hat, dass jetzt Strom über D2 fließt, und zwar gerade so viel, dass der Transistor knapp an der Grenze der Sättigung gehalten wird. Er wird gewis-

i1

u1 D1u2D2

i2I

iD

uD

17

sermaßen im Arbeitspunkt bei einem nur wenig über eins liegenden Übersteue-

rungsfaktor ü „festgeklemmt“. Bild 13 Klemmschaltung Die Schaltung ergibt somit wegen des zunächst großen Basisstroms eine kurze Ein-schaltzeit, ohne dass wegen Übersteuerung die Speicherzeit verlängert wird. Die Ei-genschaft des übersteuerten Schalters, Toleranzen auszugleichen, bleibt jedoch er-halten. 1.3.2.2 Stromschalterprinzip Bild 14 zeigt eine ähnliche Anordnung wie Bild 11.

Bild 14 Stromschalter mit Dioden Man findet analog, dass der Strom I hier über die Diode mit der positiveren Anode fließt, also z.B. bei konstanter Spannung u2 durch Veränderung von u1 von einer Di-ode auf die andere „umgeschaltet“ werden kann. An dieser Tatsache ändert sich nichts, wenn man wie in Bild 15 die Diode D1 durch einen Transistor ersetzt. Es gilt dann:

Iii EC =≈ und 0iD = , falls 21 uu > (32)

RC

uCE = u2

i2

i1RB

uBE = u1

D2

D1I

i1

u1 D1 u2D2

i2

I

18

0ii EC == und IiD = , falls 21 uu < (33)

Bild 15 Stromschalter mit Transistor Voraussetzung für das Funktionieren des Stromschalters ist, dass der Strom I mög-lichst unabhängig von den Spannungen u1 und u2 ist. Dies ist bei der Schaltung von Bild 16 in ausreichendem Maß der Fall, wenn 1u , N2 Uu << ist. Es gilt dann

E

N

RUI≈ (34)

Bild 16 Technischer Stromschalter Die Spannung u2 wird durch die Diode D′ erzeugt. Falls IR/UI DPD >≈′ ist, bleibt die-se Spannung unabhängig vom Schaltzustand hinreichend konstant: V75,0Uu D2 ≈= ′ . Wie aus (32), (33) und (34) hervorgeht, ist der Arbeitspunkt in keinem Fall von ir-gendeinem Transistorparameter abhängig, insbesondere nicht von der stark

+ UP

RC

iE = i1

iC

u1D u2

iD = i2

I

+ UP

RC

uE = u1

iC

D´I

iD´RE

- UN

i2i1D

UD´

RD

+ UP

19

schwankenden Stromverstärkung. Da keine Toleranzprobleme auftreten, kann auf eine Übersteuerung verzichtet werden. Dies ist erfüllt, wenn

ePC UURI −<⋅ (35) ist. Dadurch wird nicht nur die Speicherzeit sehr kurz, sondern aufgrund des nieder-ohmigen Eingangs (Spannungssteuerung) reduzieren sich die Zeitkonstante τ und damit die Schaltzeiten allgemein. 2 Weiterführende Literatur [1] Müller, Rudolf:

Bauelemente der Halbleiter-Elektronik Springer-Verlag Berlin, Heidelberg, New York Fachbereichsbibliothek: ELT 530/005

[2] Tietze, Ulrich; Schenk, Christoph:

Halbleiter-Schaltungstechnik Springer-Verlag Berlin, Heidelberg, New York Fachbereichsbibliothek: ELT 530/189

3 Fragen und Aufgaben Nachstehende Fragen und Aufgaben dienen Ihrer Selbstkontrolle. Falls Sie ohne Zuhilfenahme des ersten Abschnitts die Lösung nicht finden können, sollten Sie die betreffenden Kapitel nochmals durcharbeiten. Aufgaben, auf die im folgenden vierten Abschnitt Bezug genommen wird, werden zur Auswertung der Versuchsergebnisse benötigt und sollten daher in jedem Fall vorher gelöst werden, damit die für die Mes-sungen zur Verfügung stehende Zeit nicht unnötigerweise geschmälert wird. 1. Nennen Sie die Vor- und Nachteile des mechanischen und elektronischen Schal-

ters! 2. Warum sind Kleinsignalparameter nicht zu Berechnung von Transistorschaltstu-

fen verwendbar? 3. Zeichnen Sie das Ausgangskennlinienfeld eines Transistors und legen Sie

Sperrbereich, aktiven Bereich und Sättigungsbereich fest. Zeichnen Sie eine Arbeitsgerade und kennzeichnen Sie die Schaltzustände „Aus“ und „Ein“!

4. Wovon sind die Schaltzeiten eines Transistorschalters abhängig? 5. Warum kann beim gesättigten Schalter die Speicherzeit durch „Ausräumen“ ver-

kürzt werden?

20

6. Wie ist der Übersteuerungsfaktor ü definiert? 7. Wie ist der Ausräumfaktor a definiert? 8. Welche Beziehung ergibt sich zwischen Übersteuerungsfaktor und Anstiegszeit? 9. Welche Vorteile hat das Stromschalterprinzip? 10. Berechnen Sie für ü = 1, 2, 5, 10 die Basisvorwiderstände RB! Gehen Sie davon

aus, dass die Basis-Emitter-Spannung uBE des Transistors im Schaltzustand „Ein“ gegenüber der Eingangsspannung Ue vernachlässigbar ist! (Ue = UP = 10V, RC = 1kΩ, B = 100)

11. Berechnen Sie für ü = 1, 2, 5, 10 und a = 0, d.h. ohne Ausräumen, die auf τ bezo-

genen Zeiten td, tr, ts und tf und tragen Sie diese in einem Diagramm in Abhängig-keit von ü auf!

12. Berechnen Sie für ü = 1, 2, 5, 10 und a = 1, 2 die auf τ bezogenen Zeiten ts und tf

und tragen Sie diese in einem Diagramm in Abhängigkeit von ü auf! 4 Versuchsanleitung 4.1 Hinweise zu den Geräten Der Impulsgenerator GL 153 dient zur Ansteuerung der Versuchsschaltung. Er be-sitzt einen Triggerausgang zur externen Triggerung des Oszillographen und zwei Impulsausgänge für positive bzw. negative Impulse. Die Impulsfolgefrequenz (repeti-tion rate) lässt sich von 0,01Hz ... 10MHz, die Impulsbreite (pulse width) von 10ns ... 10ms, die Impulshöhe (amplitude) von 0 ... 10V variieren. Weiterhin lässt sich die La-ge des Impulses auf dem Oszillographenschirm verschieben, indem die Verzögerung (pulse delay) zwischen Trigger- und Ausgangsimpuls im Bereich 10ns ... 10ms geeig-net gewählt wird. Der Ausgang des Impulsgenerators (positive output) wird über eine Koaxialleitung mit 50Ω Wellenwiderstand mit dem Eingang der Versuchsschaltung verbunden, der durch einen parallelgeschalteten Widerstand zur Anpassung eben-falls auf 50Ω ausgelegt wird. Der Impulsgenerator wird auf freilaufenden Betrieb (Schalter „gate mode“ auf „non-gated“) und Einzelimpulse (Schalter „pulse mode“ auf „sgl“) geschaltet. Das Doppelnetzgerät GL 198 liefert zwei von 0 ... 16V einstellbare Gleichspannungen mit vernachlässigbar kleinem Innenwiderstand. Kathodenstrahl-Oszillograph (KO): Es steht ein Zweistrahl-Trigger-Oszillograph zur gleichzeitigen Abbildung der Ein-gangs- und Ausgangsimpulse zur Verfügung. Es ist darauf zu achten, dass Zeit- und Amplitudenmaßstäbe geeicht und die Eingangswahlschalter auf Gleichspannungs-kopplung (DC) eingestellt sind. Dann können auch die Speisespannungen mit Hilfe des KO eingestellt werden. Die Triggerung wird extern vorgenommen; hierzu ist der Anschluss „advanced trigger output“ des GL 153 mit dem Triggereingang des KO zu

21

verbinden. Beachten Sie: Der Oszillograph zeigt nicht den Verlauf des Kollektor-stroms, sondern die dadurch am Kollektorwiderstand entstehende Spannung an. Diese besitzt entgegengesetztes Vorzeichen! In den folgenden Versuchen sollen Impulsbreite und Speisespannung immer die gleichen Werte haben, so dass ein Vergleich zwischen den zu realisierenden Schal-tungen möglich ist. Impulsbreite: T = 4µs Impulsamplitude: Ue = 10V Speisespannungen: UP = UN = 10V. Die Spannungsverläufe sind am Kathodenstrahl-Oszillograph (KO) so einzustellen, dass eine möglichst gute Ablesbarkeit der in 1.3.1 definierten Zeiten möglich ist. Der verwendete Transistor hat die Stromverstärkung B = 100. 4.2 Einfachster ungesättigter Schalter

Bild 17 Bestimmen Sie alle in 1.3.1 definierten Zeiten und tragen Sie die Werte in die Tabelle ein! 4.3 Gesättigter Schalter Messen Sie gemäß der Tabelle die Schaltzeiten in Abhängigkeit vom Übersteue-rungsgrad ü! Untersuchen Sie, inwieweit der in Bild 7 angenommene Stromverlauf und die Gleichungen (21) bis (24) den tatsächlichen Verhältnissen entsprechen! Verwenden Sie dazu die Ergebnisse der Aufgabe 11!

+ UP

470 Ω

ue

KO(A) KO(B)

91 kΩ

51 Ω

22

Bild 18 Gesättigter Schalter 4.4 Ausräumstrom durch negative Hilfsspannung

Bild 19 Messen Sie nach der Tabelle die Schaltzeiten für konstante Ausräumfaktoren a = 1 und a = 2 und die gleichen Übersteuerungsfaktoren wie in Versuch 4.3! Vergleichen Sie die Ergebnisse und interpretieren Sie die Unterschiede! Überprüfen Sie die Über-einstimmung von Bild 9 und den Gleichungen (27) und (28) mit der Praxis! Ver-wenden Sie die Ergebnisse von Aufgabe 12!

+ UP

1 kΩ

ue

KO(A) KO(B)

51 Ω

RB

- UN

RB2

+ UP

ue

KO(A) KO(B)

51 Ω

RB

1 kΩ

23

4.5 Ausräumströme durch RC-Kopplung

Bild 20 Bestimmen Sie für die in der Tabelle angegebenen Kapazitätswerte die Schaltzeiten und tragen Sie die Werte in die Tabelle ein! Geben Sie einen Richtwert für die Zeit-konstante τ an! 4.6 Klemmschaltung

Bild 21 Achten Sie auf die richtige Polung der Dioden! Messen Sie die Schaltzeiten mit und ohne Diode D2 und vergleichen Sie die Ergebnisse! Beachten Sie die unterschiedli-chen Werte der Ausgangsspannung uCE im leitenden Zustand des Transistors und erklären Sie diesen Sachverhalt!

+ UP

1 kΩ

ue

KO(A) KO(B)

51 Ω

CB

91 kΩ

+ UP

ue

KO(A) KO(B)

51 Ω

1 kΩD2

D115 kΩ

24

4.7 Stromschalterprinzip Verringern Sie die Amplitude der Eingangsspannung ue auf 1,5V! Beachten Sie, dass der Emitter nicht mehr mit Masse verbunden ist!

Bild 22 Bestimmen Sie gemäß der Tabelle die Schaltzeiten! * Überzeugen Sie sich davon, dass die Spannung an der Diode D′ nur unwesentlich vom Schaltzustand abhängt!

+ UP

ue

KO(A) KO(B)

51 Ω

- UN

D

470 Ω

470 Ω

D´1 kΩ

KO(B)*

25

Tabelle der Schaltzeiten

Versuch Parameter td/µs tr/µs ts/µs tf/µs tein/µs taus/µs

4.2

4.3 RB/kΩ ü

a = 0

91 1 47 2 4730 5 9110 10

4.4 RB1/kΩ ü

RB2 = 91kΩ a = 1

47 1 30 2 15 5 4710 10

RB2 = 47kΩ a = 2

30 1 3091 2 1591 5 1030 10

4.5 CB/pF

0 15 50 150 500

4.6 ohne D2

mit D2

4.7

zu 4.5: Zeitkonstante τ ≈ zu 4.6: uCE(ein) = ohne Diode D2

uCE(ein) = mit Diode D2