Curs 102014/2015

Stabilitatea amplificatoarelor de microunde

Obtinem conditiile ce trebuie indeplinite de ΓL pentru a obtine stabilitatea

1in1

1 22

211211

L

L

S

SSS

1out 11 11

211222

S

S

S

SSS

Obtinem conditiile ce trebuie indeplinite de ΓS pentru a obtine stabilitatea

Proiectare pentru castig maxim

Castig maxim de putere se obtine cand

Pentru retele de adaptare fara pierderi

Pentru tranzistor bilateral (S12 ≠ 0) Γin si Γout se influenteaza reciproc deci adaptarea trebuie safie simultana

*Sin *

Lout

2

22

2

222

21max

11

11

LinS

LST

S

SG

2

22

22

212max1

1

1

1

L

L

S

TS

SG

Adaptarea simultana se poate realiza numaipentru amplificatoarele neconditionatstabile la frecventa de lucru, si solutia cu |Γ|<1 se obtine cu semnul –

1

2

1211

2

4

C

CBBS

2

2

2222

2

4

C

CBBL

*22111

22

22

2

111 1

SSC

SSB

*11222

22

11

2

222 1

SSC

SSB

Se alege una din cele doua solutii posibile Similar pentru adaptarea la iesire

8.163

9.133

1.150

1.1502

477.3

477.3Im Sy

74

10618074sp

7.176686.0L 1Re Ly L 2cos

3.133

3.13327.176

25180155

3.1581807.21

885.1

1

2Im

2

L

LLy

1.62

9.1171801.62sp

0.25

3.158

3.133

3.1332

885.1

885.1Im Sy

1.62

9.117sp

Proiectare pentru castig impus

Deseori este necesara o alta abordare decat"forta bruta" si se prefera obtinerea unuicastig mai mic decat cel maxim posibilpentru: conditii de zgomot avantajoase (L3 + C9)

conditii de stabilitate mai bune

obtinerea unui VSWR mai mic

controlul performantelor la mai multe frecvente

banda de functionare a amplificatorului

Se realizeaza cu asumarea unilaterala a amplificatorului

Castig maxim

2

22

2

212

11

max1

1

1

1

SS

SGTU

2

22

2

2

11

22

211

1

1

1

L

L

S

STU

SSSG

012 S

Permite tratarea separataa intrarii si iesirii

11Sin

*11SS

*22SL

Permite estimarea erorii induse de ipotezatranzistorului unilateral

Se calculeaza U si abaterea maxima si minima a lui GTU fata de GT

aceasta abatere trebuie prevazuta in proiectare ca rezerva pentru castigul maxim

221

1

1

1

UG

G

U TU

T

2

22

2

11

22112112

11 SS

SSSSU

UdBGdBGU TUT 1log201log20

Daca ipoteza tranzistorului unilateral estejustificata:

2

22

2

2

11

22

211

1

1

1

L

L

S

STU

SSSG

2

11

2

1

1

S

SS

SG

2

22

2

1

1

L

LL

SG

2

210 SG

Castig maxim pentru adaptare complex conjugata (putere) la intrare

Pentru oricare alta retea de adaptare

2

11

2

1

1

S

SS

SG

2

11

max1

1

SGS

*

11SS

2

11

max2

11

2

1

1

1

1

SG

SG S

S

SS

5.1SG

0.1SG

5.0SG

Cercuri

2

11

2

1

1log10

S

SS

SdBG

*11

max SSSS

GG

Ecuatia unui cerc in planul complex in care reprezint ΓS Interpretare: Orice punct ΓS care reprezentat in planul

complex se gaseste pe cercul desenat pentru gcerc = Gcerc/GSmax va conduce la obtinerea castigului GS = Gcerc

Orice punct in exteriorul acestui cerc va genera un castig GS < Gcerc

Orice punct in interiorul acestui cerc va genera un castig GS > Gcerc

2

11

2

11

2

11

*11

11

11

11 Sg

Sg

Sg

Sg

S

S

S

SS

SSS RC

2

11

*11

11 Sg

SgC

S

SS

2

11

2

11

11

11

Sg

SgR

S

SS

Cercurile se reprezinta pentru valorile cerute in dB Este utila calcularea GSmax si GLmax anterior

Proiectare pentru zgomot redus

Factorul de zgomot F caracterizeaza degradarearaportului semnal/zgomot intre intrarea si iesireaunei componente, cand la intrare se aplica o putere de zgomot de referinta (T0 = 290K)

KToo

ii

NS

NSF

2900

Factorul de zgomot F nu caracterizeaza direct degradarea raportului semnal/zgomot intre intrarea siiesirea unei componente, cand la intrare se aplica o putere de zgomot diferita de cea de referinta

KToo

ii

NS

NSF

2900

In general, puterea de zgomot la iesire se obtinecu doua componente: o putere datorata zgomotului de intrare amplificat cu

castigul G (depinde de puterea de zgomot de la intrare)

o putere de zgomot generata intern de dispozitiv(care nu depinde de puterea de zgomot de la intrare)

Estimarea puterii de zgomot adaugate se poate face plecand de la definitia factoruluide zgomot:

010 ,29022

11

NNKTNS

NSF

111 NSP 222 NSP

GNFS

SNFN 0

1

202

GNFGNN 002 1

Se identifica cei doi termeni: zgomotul de intrare amplificat

zgomotul adaugat intern Pentru o situatie in care la

intrare nu am zgomotul de referinta (N1 ≠ N0)

111 NSP 222 NSP

GNFGNN 002 1

GNFGNN 012 1

21 GGGcas

222 NSP 111 NSP 333 NSP

111 NSP 333 NSP

101112 1 GNFGNN

202223 1 GNFGNN cascascas GNFGNN 013 1

2022101113 11 GNFGGNFGNN

20221012113 11 GNFGGNFGGNN

21 GGGcas

222 NSP 111 NSP 333 NSP

111 NSP 333 NSP

cascascas GNFGNN 013 1

20221012113 11 GNFGGNFGGNN

11

2

1

1 FG

FFcas

2102022101 111 GGNFGNFGGNF cas

Ecuatia Friis (!coordonate liniare)

11

2

1

1 FG

FFcas21 GGGcas

321

4

21

3

1

21

111

GGG

F

GG

F

G

FFFcas

Formula lui Friis arata ca

zgomotul unor circuite in cascada este in mare parte determinat de circuitul de la intrare

zgomotul introdus de celelalte circuite este redus

▪ -1

▪ impartire la G (de obicei supraunitar)

321

4

21

3

1

21

111

GGG

F

GG

F

G

FFFcas

Formula lui Friis, efecte: in amplificatoare multietaj: e esential ca primul etaj de amplificare sa fie nezgomotos,

chiar cu sacrificarea in parte a castigului urmatoarele etaje pot fi optimizate pentru castig

pentru un singur amplificator: la intrare e important sa introducem elemente

nezgomotoase (reactive, linii fara pierderi) circuitul de adaptare la iesire are o influenta mai mica

(zgomotul este generat intr-un punct in care semnalul estedeja amplificat de tranzistor)

321

4

21

3

1

21

111

GGG

F

GG

F

G

FFFcas

kTBRV efn 4)( kTBPn

ATF-34143 at Vds=3V Id=20mA. @5GHz S11 = 0.64139°

S12 = 0.119-21°

S21 = 3.165 16°

S22 = 0.22 146°

Fmin = 0.54 (tipic [dB] !)

Γopt = 0.45 174°

rn = 0.03

101SSR

10010PSR

101SLR

10010PLR

Caracterizat de 3 parametri (2reali + 1 complex):

Γopt reprezinta coeficientul optim de reflexie la intrare

optN

nZ

RrF ,,

0

min

2

min optS

S

N YYG

RFF

22

2

min

11

4

optS

optS

nrFF

S

SS

ZY

1

11

0 opt

opt

optZ

Y

1

11

0

minFFoptS

Cercuri

Γopt = 0.45 174°

Se noteaza cu N (parametru de zgomot)

N constant pentru F constant

2min

2

2

141

opt

nS

optS

r

FFN

2** 1 SoptSoptS N

NN optoptoptSoptSSSS ***2*

11

2

*

**

*

N

N

N

opt

optopt

optSoptS

SS 2

2

1

N

opt

Locul geometric al punctelor caracterizate de factor de zgomot constant este un cerc

Interpretare: Orice punct ΓS care reprezentat in planulcomplex se gaseste pe cercul desenat pentru Fcerc vaconduce la obtinerea factorului de zgomot F = Fcerc

Orice punct in exteriorul acestui cerc va genera un factor de zgomot F > Fcerc

Orice punct in interiorul acestui cerc va genera un factor de zgomot F < Fcerc

1

1

1

2

N

NN

N

optopt

SFFS RC

1

NC

opt

F1

12

N

NN

Ropt

F

Se observa ca zgomotul generat de tranzistordepinde numai de modul in care se realizeazaadaptarea la intrare

Se poate obtine un minim (Fmin care esteparametru de catalog pentru tranzistor)

Daca se urmareste realizarea unui amplificatorde zgomot redus (LNA) o metoda uzuala este: adaptarea la intrare a tranzistorului din considerente

de zgomot adaptarea la iesire utilizata pentru compensarea

castigului (daca sunt elemente cu pierderi adaptareala iesire poate adauga zgomot propriu, dar nu se influenteaza in nici un fel zgomotul generat de tranzistor)

De obicei un tranzistor potrivit pentru implementarea unuiLNA la o anumita frecventa va avea cercurile de castig la intrare si cercurile de zgomot in aceeasi zona pentru ΓS

ATF-34143 at Vds=3V Id=20mA. @5GHz S11 = 0.64139°

S12 = 0.119-21°

S21 = 3.165 16°

S22 = 0.22 146°

Fmin = 0.54 (tipic [dB] !)

Γopt = 0.45 174°

rn = 0.03

Amplificator de zgomot redus La intrare e necesar un compromis intre

zgomot (cerc de zgomot constant la intrare)

castig (cerc de castig constant la intrare)

stabilitate (cerc de stabilitate la intrare)

La iesire zgomotul nu intervine (nu existainfluenta). Compromis intre:

castig (cerc de castig constant la iesire)

stabilitate (cerc de stabilitate la iesire)

In cazul particular prezent GLmax = 0.21 dB, amplificatorular putea functiona cu iesirea conectata direct la o sarcin de 50Ω

Absenta retelei de adaptare la iesire nu conduce la o pierdere importanta de castig, dar elimina posibilitatea ca prin reglaj sa se compenseze compromisul castig/zgomotintrodus la intrare

094.0

112

22

2

11

22112112

SS

SSSSU dBdBGdBGdB TUT 861.0783.0

83.171

1

1

12

22

2

212

11

max

S

SS

GTU dBdBGTU 511.12max

dBS

GS 289.2694.11

12

11

max

dBS

GL 215.0051.11

12

22

max

dBSG 007.10017.102

210

Pentru reteaua de adaptare la intrare CZ: 0.75dB CCCIN: 1dB, 1.5dB, 2 dB

Aleg (Q mic banda larga) pozitia m1

Daca se sacrifica 1.2dB castig la intrare pentru conditiiconvenabile F,Q (Gs = 1 dB)

Se prefera obtinerea unui zgomot mai mic

Pozitia m1 de pe grafic

178412.0S 178;412.0 S

412.02cos 33.1142

8.31

2.146

33.114

33.1142

904.0

904.0Im Sy

1.42

9.137sp

S 2cos 2

1

2Im

S

SSy

CCCOUT: -0.4dB, -0.2dB, 0dB, +0.2dB Lipsa conditiilor privitoare la zgomot ofera posibilitatea

obtinerii unui castig mai mare (spre maxim)

Pozitia m2 de pe grafic

9.132;186.0 L

186.02cos 72.1002

1.16

8.116

72.100

72.1002

379.0

379.0Im Ly

7.20

3.159sp

9.132186.0L

L 2cos 379.0

1

2Im

2

L

LLy

Se estimeaza obtinerea unui castig (in ipoteza unilaterala, ±0.9 dB)

Se estimeaza obtinerea unui factor de zgomot sub 0.75 dB (destul de apropiat de minim ~0.6 dB)

dBGdBGdBGdBG LST 0

dBdBdBdBdBGT 2.112.0101

Daca e necesar un castig mai mare decat celcare poate fi oferit de un singur tranzistor

Se utilizeaza formula lui Friis pentru a impartinecesarul de:

castig

zgomot

pe cele doua etaje individuale

Adaptarea inter-etaje se poate proiecta in doua moduri:

adaptarea fiecarui etaj spre un Γ = 0 intermediar

Adaptarea inter-etaje se poate proiecta in doua moduri:

adaptarea unui etaj spre Γ necesar pentru celalalt

Amplificatoare de banda larga

Se pot obtine prin un numar de tehnici de proiectare

1. Retele de adaptare care sa compensezescaderea castigului cu frecventa

2. Retele de adaptare rezistive

3. Reactie negativa

4. Amplificatoare echilibrate

5. Amplificatoare distribuite

6. Amplificatoare diferentiale

2 Amplificatoare (identice) cu doua cuploarehibride 3 dB / 90° la intrare si iesire

BA GGj

S

2

21

BAS 2

111

BA FFF 2

1GjS

BA

21

011 BA

S

Conditia de sincronizare

intarzierea pe liniile de intrare (grila) egala cu ceade pe liniile de iesire (drena)

Castigul de putere

Castigul de putere fara pierderi

ddgg ll

2

22

4 ddgg

ddgg

ll

lNlNgdm

ee

eeZZgG

ggg j ddd j

4

22 NZZgG

gdm

ddgg

ddgg

optll

llN

lnln

Capacitatile de intrare in cele douatranzistoare in conexiune diferentiala aparconectate in serie

Se dubleaza astfel frecventa unitara

Se utilizeaza structuri de circuit care sa faca conversiade la dispozitivele unipolare la cele diferentiale

cuploare hibride 3dB / 180°

"balun" (balanced - unbalanced)

Laboratorul de microunde si optoelectronica http://rf-opto.etti.tuiasi.ro rdamian@etti.tuiasi.ro