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Análisis de la compensación de la fuente del TP 20172 Lazo de tensión

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Análisis de la compensación de la fuente del TP 20172

Lazo de tensión

Análisis de la compensación de la fuente del TP 20172

Lazo de corriente

Análisis de la compensación de la fuente del TP 20172

Ganancia de lazo y fase

Abriendo el lazo e inyectando señal de prueba

Ccomp4

100n 1n

10n

10n1n

100n

RL=0Ω R18=18KΩ

Ccomp3

200p

100p

500p

500p200p

100p

RL=0Ω R18=18KΩ

Ccomp

RL=0Ω R18=18KΩ

10n5n

20n

10n20n

5n

20n 5n

Rcomp

RL=0Ω R18=18KΩ

10010

0

10010

0

Ccomp=10n

RL=10Ω R18=0Ω

Ccomp2

RL=10Ω R18=0Ω

2n

2n

0

0

Ramort

RL=10Ω R18=0Ω

1

1

0

0

Camort

RL=10Ω R18=0Ω

10u

0

10u

0

Respuesta dinámica

RL=5Ω R18=0Ω

10u

0

10u

0

VER DETALLE EN LA DIAPOSITIVA SIGUIENTE

Respuesta dinámica

RL=5Ω R18=0Ω

Respuesta dinámica

RL=1Ω R18=0Ω

Respuesta dinámica ante un cortocircuito súbito a la salidaTiempo que demora en cerrarse el lazo de corriente

LA MAGNITUD DE CORRIENTE INICIAL SOLA ESTÁ LIMITADA POR LA RESISTENCIA RS

RL=0Ω R18=0Ω R9=90K Ω

Respuesta dinámica (con limitador de corriente a transistor)Mientras se está por cerrar el lazo de corriente, actúa el limitador de corriente local (Q15) que se establece mucho más rápido

NOTAR QUE SE REDUCE EL TIEMPO DE ESTABLECIMIENTO DEL LAZO DE CORRIENTE PRINCIPAL

LIMITA LA CORRIENTE EN Q3 EN UN TRANSITORIO

LIMITADOR DE CORRIENTE

RL=0Ω R18=0Ω R9=90K Ω

Respuesta dinámica (con limitador de corriente a transistor)Con un valor mayor de RS se logra reducir más la corriente inicial por Q5 y además se establece un vaor mas bajo de limitación con Q15

NOTAR QUE SE REDUCE AÚN MÁS EL TIEMPO DE ESTABLECIMIENTO DEL LAZO DE CORRIENTE PRINCIPAL

RL=0Ω R18=0Ω R9=90K Ω

UNA PARTE DEL TRANSITORIO DECORRIENTE SE DEBE A LA DESCARGA DE C2

Análisis de la compensación de la fuente del TP 20172

Respuesta en frecuencia

Rcomp

RL=10Ω R18=0Ω R9=90KΩ

100100

Rcomp

RL=1Ω R18=0Ω R9=90KΩ Ccomp3=200pF

1000 10

Rcomp

RL=1Ω R18=0Ω R9=90KΩ Ccomp3=1nF

1000 10

Rcomp4(surge de la necesidad de mejorar la respuesta a bajas corrientes de limitación)

RL=1Ω R18=18KΩ R9=90KΩ Ccomp3=1nF Ccomp4=10nF

1000

1KΩ

2KΩ

500Ω

Circuito sugerido luego del análisis de la compensación de la fuente del TP 20172

Circuito del amplificador de la fuente del TP 20172

aVro

ri

Etapas del amplificador

aV1

GM

aVro

ri

riro

aV2

Estabilización de la tensión de salida (sobre la carga)

aVro

ri

RS

R10R9

RL VO = VRR9 + R10

R10

VR = 1V

Estabilización de la corriente de salida (sobre la carga)

aVro

ri

RS

RL

f = RSR17R16

R18 + R19R19

VR = 1V

IO = VR1f

Amplificador de tres etapas

Sumador

Ganancia de tensión

relativamente baja

Ganancia de tensión

relativamente alta

Ganancia unitaria de tensión y muy alta de corriente

Baja excursión de tensión a la

salida

Alta excursión de tensión a la

salida

Amplificador de Tensión

Impedancia de salida muy baja

+

_Separador

Es la configuración típica para amplificadores operacionales o de potencia para audio y ultrasonido

Con la técnica de realimentación se estabiliza la polarización y la ganancia de tensión.También se logra relativamente alta impedancia de entrada, baja impedancia de salida yreducida distorsión armónica.

Se opera con doble fuente en serie (o fuente dividida) fijando el punto medio comomasa, lo que permite conectar directamente la carga sin capacitor de acoplamiento.

Ganancia alta de tensión SeparadorSumador

BAJAZ

ALTAZ

X1

Pola

rizac

ión

Carga

Generador

Desa

copl

e CC

Fuente

Amplificador de tres etapas con realimentación

Pola

rizac

ión

y re

alim

enta

ción

El separador se implementa con una etapa de salida clase B

ETAPA DE

SALIDA CLASE B

Transferencia de la etapa de salida clase B

VO

VIVBE4 ≅ 0,7V

VBE5 ≅ - 0,7V

VCC+

VCC−

Sin corrección de cruce

IC4

IC5

Los transistores T4 y T5 conducirán menos de 180° para una señal alterna VI La potencia que deberán disipar los colectores de T4 y T5 dependerá de VO

Deformación de la señal de salida

VO

VI

VO

Distorsión armónica = 15% con Vi=3Vpico

Notar la presencia de armónicas altas y la supremacía de las impares respecto de las pares, lo cual es típico de la distorsión por

cruce.

Análisis espectral de la señal de salida

Corrección del cruce por polarización con diodos

VO

VI

VB4

VI

VI

VB5

VI

VCC+

VCC−

T4

T5

VCEQ4 = -VCEQ5VCE

ICQ4Q

IC4

IC4MAX --IC5MAX

--IC5

--ICQ5

VBEQ4 = -VBEQ5 ≅ 0,6V

Polarización de los transistores con ICQ=1mA

t

VSP1=−VCE

t

IC4

ICIC5

VO

VI

Distorsión armónica = 2% , Vi=3Vpico, ICQ=1mA

Deformación de la señal de salida

Análisis espectral de la señal de salida

VO

Distorsión armónica = 2% con Vi=3Vpico

Notar la reducción de la amplitud relativa de las armónicas impares

Polarizando los transistores con ICQ=1mA

Incluyendo una etapa de salida clase B en el diseño del amplificador

¿Cómo se fusiona la segunda etapa y la tercera etapa?

I1

I2

I1 = I2 = IC3

IC3

Incluyendo una etapa de salida clase B en el diseño del amplificador

La corriente de polarización de los diodos es la misma que la del colector de T3 Los diodos tienen deriva térmica similar a la del transistores T4 y T5.

ICQ4

Incluyendo una etapa de salida clase B en el diseño del amplificador

R permite un ajuste preciso de las corrientes de polarización ICQ4 e ICQ5

ICQ5

Dinámica de la corriente por la carga y los transistores de salida

IC4

IC5

VO

IOIP

Para una excitación sinusoidal, T4 (T5) conduce solo en el hemiciclo positivo (negativo)

VP

IC4

∫ ==π

0P

PC4 πIt)sen(wt)d(wI

2π1I

πCCP

CCCVCCFUENTEVIVIP ==+ 4

4RIP L

2P

CARGA =+

IP

VO

Cálculo de la potencia generada en el transistor T4

_+

4RI

πVIPPP L

2PCCP

CARGAVCCFUENTEC −=−= ++

VP

Cálculo de la condición de mayor exigencia para disipación de calor en el transistor T4

02RI

πV

dI4RI

πVId

dIdP LPCC

P

L2PCCP

P

C =−=

=

¿A que amplitud de la tensión de salida corresponde la máxima disipación de potencia en cada transistor?

CCCCCCP Vde64%V0,637Vπ2V

CMAXP≅==

L

CCP Rπ

V2ICMAXP

=

VP = RL IP

IP = Ip |PCMAX

La potencia disipada en cada transistor de salida (T4 o T5 en nuestro ejemplo) puede graficarse en función de la tensión pico de salida así:

2

CC

P

CC

P

MAXC

C

VπV

41

VπV

PP

−=

4RI

πVIP L

2PCCP

C −= L

CCPP Rπ

V2IIMAXCP

==

L

CCMAXC Rπ

VP 2

2

=

40%0,4053π4

P

P2

MAXCARGA

MAXCPCARGA

≅==

PCARGA 100%2RVP

L

2CC

MAXCARGA ≡=

Gráfica normalizada de la potencia disipada en cada transistor de salida en función de la tensión pico de salida:

Este es el dato para calcular el disipador

¿Qué eficiencia puede lograrse con la etapa de salida clase B?

CC

P

CCP

PP

FUENTE

CARGA

VV

πV2I2VI

PPη ===

La máxima eficiencia es cuando Vp se acerca a VCC

78%0,785VV

4πη

CC

CCmax ≅==

ηmax

VCC

VP

¿Cómo se relaciona la eficiencia con la potencia disipada en los transistores?

50%VV

4π2π

VV

4πη

CC

CCVV

CC

PPmaxPCMAXP

=== = La máxima potencia disipada en cada

transistor se corresponde con

50% deeficiencia

Etapa de potencia del amplificador Turner 730

Disipación de potenciaLos transistores y diodos de potencia requieren un disipadorpara evacuar el calor y mantener su temperatura de junturapor debajo de la máxima especificada

Ver la página http://www.disipadores.com

103

Cálculo del disipador

V

I

IVPD .=

Se determina experimentalmente el aumento de temperaturade juntura, hallándose proporcional a la potencia disipada

DPjaTaTjT .θ=−=∆

Siendo θja la resistencia térmica juntura- ambiente

Sea un dispositivo semiconductor cualquiera

104

Operando con la ecuación experimental se define laLey de OHM térmica:

DPTaTjja −

Reescribiendo se obtiene:

jaTjm

jaTaPD θθ

+−=

Donde Tjm es la temperatura de juntura máxima

105

La resistencia juntura ambiente incluye las resistencias:

sacsjcja θθθθ ++=

cápsulajunturatérmicaaresistencijc =θ

disipadorcápsulatérmicaaresistencics =θ

ambientedisipadortérmicaaresistencisa =θ

O sea:

106

Se tiene el siguiente circuito térmico

107

Los fabricantes suelen especificar Tj máximay la potencia en función de la temperatura de la cápsula

Transistor típico:

( ) ( ) coccoccoj

DDcD TTconTT

TTPPTP ≥−

−−=

max

maxmax

Cº150=maxjT

Cº25=coT

W70=maxCOLECTORP

max

max

D

coj

PTT

jc−

108

114

115

Cálculo del RE mínimo requerido para compensar el embalamiento térmico

IEE

B

CIC1

IB1

C2B1C1E IIII ++=

C2C1E III +=

∴<<⇒>> C1B11 II1βsi

Además es:

C12C2 IβI =

Finalmente:

( )1βII 2C1E +=

IC2

RE introduce realimentaciónlocal que permite compensarel embalamiento térmico deQ1

116

La corriente de emisor del transistor cuasi-darlington es:

E

BE1BBE R

VVI −=

Igualando con ( )1βII 2C1E += resulta:

( )1βRVVI

2E

BE1BBC1 +

−=

La potencia generada en el transistor Q1 es:

C1CEG IVP =

Con lo que resulta:

( )1βRVVVP

2E

BE1BBCEG +

−=

117

Para evitar el embalamiento térmico, la generación de calor debe ser menor a la capacidad de disiparlo, por lo que debe cumplirse que:

La variación de potencia disipada es:

( )1βRKV

TjP

2E

CEG

+=

∂∂

La potencia disipable en el transistor Q1 , por ley de Ohm térmica es:

jaTaTjPD θ

−=

TjP

TjP GD

∂∂

≥∂∂

jaTjPD

θ1

=∂∂

Y la variación de potencia generada es:

mV/ºC2Tj

VKcon BE1 =∂∂

=

118

En su forma más conocida:

Notar que para el cuasi-darlington estudiado (NPN-PNP), el transistorque puede embalarse térmicamente es Q1, que además es el que cierrala malla de polarización estabilizada, por lo que debe considerarse para elcálculo de RE la manera en que éste transistor disipará su potencia, o seael valor resultante de θja según se utilice o no disipador térmico, luegopuede calcularse RE . Además será:

( )1βRKV

ja 2E

CE

+≥

θ1Combinando resulta en:

( )KV

1βRjaCE

2E +≤θ

CCMAXCECE VVV == y 2MIN2 ββ =

Finalmente:

( )1βKVjaR

2MIN

CC1E +≥ Qθ

119

El transistor permite reemplazar a varios diodos con el circuito multiplicador deVbe y tiene las misma deriva térmica que la juntura base emisor de lostransistores de salida

Incluyendo una etapa de salida clase B en el diseño del amplificador

Mayor estabilidad térmica de etapa de salida

• Se logra agregando una resistencia en serie con los emisores de los transistores de salida de manera de lograr una realimentación en su polarización

• Se logra aumentando el beta de los transistores de salida contecnología Darlington de manera que se logre el aumento de laganancia de la segunda etapa aislándola de la impedancia de carga

Mejoramiento del comportamiento de la segunda etapa

• Se incrementa la ganancia de tensión de la segunda etapa medianteel aumento de la impedancia vista por el colector del transistor T3

• Una forma es mediante la tecnología Bootstrap (tirabotas).

Mejoramiento del comportamiento de la segunda etapa

Funcionamiento del circuito bootstrap (tira botas)

x 0,99i

i

ivZ =

Z

iv ovii

6'Rvv

vZoi

i

−=

io vv 99,0=

6'Rvvi oi

i−

=

6'100 RZ =

SP121etapa3i RββZ =

etapa3iT3 Z//Z.gmetapasegundaladetensióndeGanancia =

• Otra forma es mediante la implementación de una carga activa

Mejoramiento del comportamiento de la segunda etapa

• La batería auxiliar se reemplaza por una tensión de referencialograda con dos diodos

Mejoramiento del comportamiento de la segunda etapa

Mejoramiento del comportamiento de la primera etapa

• Se reemplaza la resistencia de polarización del par diferencial por unafuente de corriente

• Se logra mejorar el manejo de tensiones de modo común y el CMRR

Mejoramiento del comportamiento de la primera etapa

• Otra mejora importante es reemplazar la carga resistiva de T1por una activa lograda con un espejo de corriente

• Se logra duplicar la ganancia de la primera etapa

• Para mejorar la linealidad de la etapa de entrada se agregarealimentación local por medio de resistencias en los emisores

Mejoramiento del comportamiento de la primera etapa

Amplificador de audio = Amplificador Operacional

Especificaciones típicasPotencia de salida = 50W sobre 8 ohm a 1KHz con THD 0,01%Potencia de salida = 80W sobre 4 ohm a 1KHz con THD 0,02%Distorsión armónica total = 0,05% de 20 Hz a 20KHz a 1W/8ohmDistorsión por intermodulación = 0,05 % a 1W/8ohmDistorsión por intermodulación transitoria (TIM)= rara vez especificadoAncho de banda = 10 Hz a 100 KHz a 1W/8ohmAncho de banda de potencia = 10 Hz a 50 KHz a 50W/8ohmSobreimpulso de la tensión de salida = rara vez especificadoFactor de amortiguamiento = 200Impedancia de entrada = 50 KohmCorrimiento de la tensión de salida = ±20mV entre 20 y 50 ºC de temp. amb.Ruido = mejor que 90dB de relación señal ruido o 10uV RMS máx. a la salidaConsumo sin señal = 5WProtección contra cortocircuito a la salidaProtección contra tensión continua a la salida

Amplificador de audio de potencia

Slew Rate• En un amplificador realimentado compensado por

polo dominante con una señal escalón se espera una respuesta del tipo:

• Debido al efecto Slew rate se obtiene:

rbandadeAncho τ/35,0=

vi

ve

Descripción del problema en un amplificador típico

f

vo

vf

a

T1 T2

ve

vf

vi

vx

Avi

vo

t

t

t

t

t

zona alineal

POLC vtCIv +=

vo a

vx

Comparación de la respuesta al escalón para pequeña y gran señalVSAL

tτr

• La respuesta al escalón 1 es reproducida a la salida según el ancho de banda para pequeñasseñales y se establece en un tiempo τr (tiempo de crecimiento) pues la velocidad de crecimientorequerida es menor a la velocidad de crecimiento máxima posible en el amplificador, SR (slewrate)

• La respuesta al escalón 2 no puede reproducirse correctamente y es limitada por el SR (slewrate)

Respuesta limitada por el Slew Rate

SAL1V∧

SAL2V∧

1

2

Respuesta de un amplificador sin limitación por Slew Rate

Respuesta correcta

Efecto del SR en la reproducción de señales sinusoidales

• La señal de salida 1 se reproduce correctamente dado que su máximapendiente es menor al SR

• La señal de salida 2 se reproduce incorrectamente pues al tener mayoramplitud su velocidad de crecimiento supera a la velocidad de crecimientodel amplificador

Pendiente < SR

Máxima amplitud de salida

Máxima amplitud de salida

t

VSAL

2

1

Pendiente = SR

Efecto del SR en la reproducción de señales sinusoidales

• La señal de salida 1 y 2 tienen la misma pendiente, coincidente con SR. Parala frecuencia de la señal 1 no es posible una amplitud mayor sin deformaciónpor SR

• Solo las señales con frecuencias iguales o menores a la 2 puedenreproducirse con la máxima excursión de señal sin distorsión por SR, comopor ejemplo la señal 3

Pendiente < SR

Máxima amplitud de salidaPendiente = SR

Máxima amplitud de salida

t

VSAL

12

3

Ancho de banda de potencia

El Slew rate determina la máxima frecuencia de una señal sinusoidal que el amplificador puede reproducir a máxima excursión sin distorsión

( ) ( )tsenVtv ω∧

=

( ) ( )tVdt

tdv ωω cos∧

=

( )∧

=

== VtVSRt

ωωω0

cos

∧= VSR ω

Amplitudes máximas de salida para señales senoidales

• Las amplitudes máximas de la tensión de salida en función de la frecuencia están limitadas por la máxima excursión posible del amplificador para una dada tensión de alimentación y por la máxima velocidad de subida o SR (slew rate)

f

VSAL

MAXV2π

SRf ∧=

MAXV∧

Gráfica del “ancho de banda de potencia” o “Power Bandwith”

2) Determinar si se produce limitación por slew-rate:

Señal de entrada•vin(t) = 10V sen(2π.8kHz.t)Datos del amplificador•Avol=1000•fp1=20Hz•SR=2V/µseg

Ejercicio 3:

Ejemplo:

Mejorar el Slew rate de un amplificador

• Un amplificador está compensado por polodominante mediante la técnica de separaciónde polos por efecto Miller

• Se pretende mejorar el Slew Rate reduciendoel capacitor de compensación

Cálculo del Slew Rate del amplificador:

610CISR −=

• La fuente de corriente del par diferencial es 2mAcon lo que para el amplificador estudiado es:

V/μ/2010F100.10

A2.10SR 612

3

== −−

• Se obtiene por simulación:

sV/μ17SR =

[ ]AI =[ ]FC =

[ ]sV/μSR =

pFCPARASITO 15=

• Con lo que puede deducirse que la fuente de corriente carga una capacidad adicional propia del circuito de aprox.:

• Simulando para otros valores de C se obtiene:

pFCparaSVSR 200/9 == µ

• La diferencia se debe a la presencia de otras capacidades

pFCparaSVSR 50/30 == µ

• Se elige C = 50 pF

KHzVSV

V

SRf 200212/30

2≅

×== ∧ π

µ

π

• Se calcula ahora la máxima frecuencia para lacual el amplificador es capaz de desarrollar lamáxima amplitud de salida (21V) sin deformar:

• A continuación se recalcula la compensación delamplificador combinando polo dominante yadelanto de fase:

(compensado por polo dominante solamente)Respuesta en frecuencia

(compensado por polo dominante y adelanto de fase)Respuesta en frecuencia

Módulo y fase de T(jω) (compensado por polo dominante solamente)

Módulo y fase de T(jω) (compensado por polo dominante y adelanto de fase)

Slew rate = 17V/µS compensado por polo dominante solamente

Slew rate = 30V/µS compensado por polo dominante y adelanto de fase

Respuesta para pequeña señal con C = 100pF por polo dominante solamente(tensión pico a pico del generador = 20mV)

Tiempo de crecimiento = 90ns

Respuesta para pequeña señal con C = 50pF y CREALIMENTADOR = 1pF(tensión pico a pico del generador = 20mV)

Tiempo de crecimiento = 70ns

Conclusión importante del resultado obtenido en el análisis por simulación

• Se pudo reducir la capacidad requerida para lacompensación por polo dominante gracias al agregado deotra capacidad en la red de realimentación de solo 1 pF.Notar que este valor es muy pequeño y puede encontrarsenormalmente entre las pistas del circuito impreso donde semontan los componentes del amplificador, por lo que debeextremarse el cuidado en el diseño del mismo.

• Se sugiere utilizar resistores de gran tamaño (mayores aldeterminado por el estudio de potencias) en loscomponentes que afectan a las señales de las entradas + y - .

• Igualmente se debe considerar la calidad de los capacitoresempleados en el realimentador y en la entrada.

Medición de la ganancia de lazo

(Notar que se obtiene –T)

Medición del Slew Rate

(Notar que se eliminan los capacitores de las entradas)

Corrientes de polarización• El amplificador real requiere corrientes de

polarización en los terminales de entrada

• El signo de IB1 e IB2 dependerá de la tecnología interna del amplificador

IB2IB1

+

VO

Modelo de generadores de corriente

• Se define IB como el promedio de las corrientes de polarización de entrada:

• Y la corriente offset de entrada como:

• Notar que el signo de IOS es arbitrario debido a la dispersión de los dispositivos electrónicos

221 BB

BIII +

=

21 BBOS III −=

• Operando con las definiciones, se llega a:

• Redefinimos los generadores de corriente:

IBIB

2IOS

+

VO

2III OS

BB2 −=2

III OSBB1 +=

Ejemplo 1:Calcular el corrimiento de la tensión de salida

0IOS =μA1IB =

Solución:(solo en continua)

BI

1V1MΩA1μRIV 1BO =•==

0aVVVCCVVSS

V

OidO ≅=⇒<< ˆ

( )21B21

2O //RRI

RRRV0 −+

=

Ejemplo 2:Compensación del corrimiento

IB1

IB2

aV

213 //RRR =Solución:Se comprobará la reducción del corrimiento para

Polarización del Amplificador Operacional

V+

V-IB1

IB2

aV

0aVVVCCVVSS

V

OidO ≅=⇒<< ˆ

( )21

2O212B31Bid RR

RV//RRIRIVV0V+

+=⇒=⇒= −+

( )( )

+−=⇒=

2

1

RRR//RRIIV//RRRSi 2

212B1BO213

( ) 12B1BO RIIV −= 1OSO RIV =⇒

0Isi0VseráSolo OSO == ¡Tener en cuenta!

Tensión offset a la entrada• En un amplificador real ocurre un corrimiento

de la tensión de salida incluso cortocicuitandolos terminales de entrada entre sí.

+

00≠=idVOV

0=idV a

+VOS

+−

0== OSid VVOV

a

VV idVO

OS0=

=

Se corrige el corrimiento aplicando a la entrada una tensión continua

Se comprueba que esa tensión resulta:

La llamamos “Tensión de offset a la entrada” (offset=corrimiento)

a

+VOS

+−

Se modeliza el amplificador operacional real como un amplificador ideal más un generador de tensión:

+

a

Nota: en ésta representación no se consideraron las corrientes de polarización

• VOS se considera aplicada a la entrada positiva• Y las corrientes de polarización se han considerado nulas • Resulta:

• Si es:

Ejemplo 1:

−VOS

+

VO

Ri

avVid

rO

R2

Vid

+

R1

VG

012

1 =

+= GOSO Vpara

RRVV

1VVresultará99/RRy10mVV OOS === 21

• VOS se considera aplicada a la entrada positiva• Y las corrientes de polarización se han considerado nulas • Resulta:• Si es:

Ejemplo 2:

−VOS

+

VO

Ri

avVid

rO

R2

Vid

+

R1

VG

0== GOSO VparaVV10mVVresultará10mVV OOS ==

C

Modelo del amplificador operacional real

VOS

+

VO

+−

IOS/2IB

IB

V+

V−

Pautas para el diseño del amplificador

• Fundamentalmente deben estar apareados los transistores del par diferencial de entrada.Deben igualarse β y Vbe en los TBJ a la vez que elegirlos con alto β.En los FET o MOSFET deben igualarse VGS e IDSS .

• La carga del par diferencial, sea activa o pasiva, también debe diseñarse lo más simétrica posible.

Ejemplo 3:Calcular VO en t=100ms

Considerar VC = 0 en t = 0

+VO

C=1µFR=1KΩ

VC

Solución:

VOS

+VO

RirO

C

Vid

+

R

VOS

+

IC

IOS/2

IB IB

La corriente en C se calcula como:

Y la tensión de salida resulta:

RVIII OSOS

BC ++=2

tR

VIIC

VV OSOSBOSO

+++=

21

avVid

VC

t

Ejercicio:En un Circuito integrado cuádruple se utilizan solo tres AO, ¿cuál es la manera correcta de conectar el que no se utiliza?, ¿será alguna de las siguientes?

VCC

VSS

VCC

VSSVO VO VO VO

VOVOVO

VOVO VO

Medición de los parámetros de corrimiento

• Éste circuito sencillo permite obtener todos los parámetros de corrimiento de un amplificador operacional (por medición con un simple multímetro).

Reproducido del libro “Circuitos Electrónicos” de Rashid

Paso 1. Ensamblar el circuito. Los valores sugeridos de los componentes y laalimentación son: VCC = VEE = 15 V, C = 0,01 µF, R1 = RF = 100 KΩ a 1MΩ.

Paso 2. Cerrar los interruptores S1 y S2 . Medir el voltaje de salida VO . El circuito seconvierte en un seguidor de voltaje. Esto es, VOS = VO .

Paso 3. Abrir el interruptor S1 y cerrar el S2 . Medir el voltaje de salida VO . Usar elvalor de VOS obtenido en el paso 2 para hallar la corriente de polarización IB2 .

Paso 4. Cerrar el interruptor S1 y abrir el S2 . Medir el voltaje de salida VO . El voltajeen la terminal (+) es VO – VOS . Usar el valor de VOS obtenido en el paso 2 para calcularla corriente de polarización IB1 .

Paso 5. Abrir los dos interruptores S1 y S2. Medir el voltaje de salida VO . Usar el valorde VOS obtenido en el paso 2 para calcular la corriente de offset de entrada IOS .

También con los datos de los pasos 3 y 4.

F

OSOB2 R

VVI −=−

1

OSOB1 R

VVI −=

)( F1

OSOOS RoR

VVI −=

B2B1OS III −=

Repr

oduc

ido

del l

ibro

“Ci

rcui

tos E

lect

róni

cos”

de

Rash

id

Ejemplo 1Compensación del corrimiento de la Tensión de salida

Compensa VOS

Ejemplo 2

3OSOS0VO RIVVG

+==

Compensación del corrimiento de la Tensión de salida

La ganancia de tensión en continua es “1”, la mínima posible

Ejemplo 3Ajuste manual del corrimiento

Notar que se ha eliminado el capacitor del realimentador, por lo que resulta efectivo desde continua

Compensación del corrimiento de la Tensión de salida

Ejemplo 4

DC ServoAuto ajuste del corrimiento

Compensación del corrimiento de la Tensión de salida

n

Multiplicador de Vbe

Éste circuito opera alimentado por una fuente de corriente

BECE VRRV

+= 1

2

1

Tener en cuenta que VBE

depende de la corriente de

colector

Variación de la tensión VCE en función de la corriente I1

BE2

1CE V

RRV

+= 1

( ) 121CE IRRV +=Zona corte

del transistor

Zona activa del

transistor

R1 = R2 = 1KΩ

Variación de la tensión VCE en función de la corriente I1

21 RR =

y las resistencias R1 y R2

Impedancia del multiplicador

Ω10I

Vz 10mAI1

CE1

≈∆∆

≅ =

R1 = R2 = 1KΩ

Impedancia del multiplicador como sistema realimentado

( )( )( )

Ω8

RRRRRRgm

RRfa

zZ

1PI11O

1OOO ≈

+=

+= 1//////1

//1

2

mA10ICQ =

V0,4Agm /=

Ω750RPI =

300=β

V100VA =

KΩ10RO =

f

1R1f −=

ZOZO

a

Impedancia del multiplicador en función de la frecuencia

Circuito utilizado para análisis por simulación

Impedancia del multiplicador en función de la frecuencia

Ω10,8ZO =

Zona capacitiva

Zona inductiva

(La gráfica se obtuvo por simulación con R1=R2=1KΩ , I1=10mA e IALTERNA=0,1mA)

Zona resistiva

Impedancia del multiplicador en función de la frecuencia

Circuito utilizado para análisis por simulación

Corrección con capacitor

Impedancia del multiplicador en función de la frecuencia

Ω10,8ZO = Zona capacitiva

R1=R2=1KΩ I1=10mA IALTERNA=0,1mA C1=5nF, 10nF y 20nF

5nF

10nF20nF

Corrección con capacitor

Zona resistiva

Variación de la tensión del multiplicador con la temperatura R1 = R2 = 1KΩ

− 3,4mV/ºC37ºC

27ºC

Mejoramiento del multiplicador de VBE para independizarloaún más de la corriente de polarización

3CBE2

1CE RIV1

RRV −

+≅

Tener en cuenta que VBE

depende de la corriente de

colector

Variación de la tensión VCE en función de la corriente I1

1KΩRR 21 ==

y la resistencia de colector R3

R3=0ΩR3=10Ω

R3=20Ω

R3=30ΩR3=40Ω

Distorsión armónica

Esquema de un amplificador de audio de potencia

(lazo cerrado)

CARGA

Medición o simulación a lazo abierto

Con éste filtro pasabajos se abre el lazo de alterna conservando el lazo de continua

Distorsión armónica a lazo abierto

Distorsión armónica a lazo cerrado

DA=2%

DA=0,004%

af1DA

DA ABIERTOLAZOCERRADOLAZO +

10mV

10V

10µV

10mV

10V

10mV

Distorsión armónica total

Se produce fundamentalmente por:

• Transferencia alineal de la primera y segunda etapa• Conmutación en tercera etapa (“cruce” en salida clase B)• THD = Total harmonic distortion , en inglés

La tensión de salida de una etapa en emisor común es:

...33

221 +++= ssso VaVaVaV

Desarrollando en serie se puede reemplazar por:

( )1−=T

sVV

QCARGAo eIRV

Con señal sinusoidal se puede expresar:...wtsenoVawtsenoVawtsenoVaV 33

s322

s2s1o +++=∧∧∧

Definiendo distorsión armónica como la relación entre la sumade las componentes armónicas a la fundamental, se tiene paralas componentes segunda y tercera armónica:

)(wtsenoVV SS

∧=

2

1

33

3 2414

==

T

s

s

s

VV

Va

Va

HDT

s

s

2s

VV

Va

Va

HD∧

==412

1

2

2

Resulta evidente la necesidad de exitar la segunda etapa con bajos niveles de señal y que a su vez la misma provea una alta ganancia de tensión

Siendo:T

QCARGA

VIR

a =1 22 2 T

QCARGA

VIR

a = 33 6 T

QCARGA

VIR

a =

( ) ( ) ...3wtsenowt3seno4Va2wtcos1

2VawtsenoVaV

3s3

2s2

s1o +−+−+=

∧∧∧

...3wtseno4Va2wtcos

2Vawtseno

4V3aVa

2VaV

3s3

2s2

3s3

s1

2s2

o +−−

++=

∧∧∧∧

Distorsión de cada etapa

• Se mantiene el circuito realimentado para sostener la correcta polarización.

• Se neutraliza la realimentación de alterna.• Se busca medir cada etapa por separado,

independizándola del efecto de carga de las otras.

PRIMERA ETAPA

VSALPRIMERA ETAPA

VENTDIFERENCIAL

ISALPRIMERAETAPA

VSALPRIMERA ETAPA

ABRIENDO EL LAZO

ISALPRIMERAETAPA

Amplitud entrada = 3mVpicoResistencia emisor par diferencial = 0 ΩDistorsión = 4,81%

Notar que solo 3mV producen un altísimo nivel de distorsión, se buscará reducirlo con el agregado de realimentación local como se muestra en la siguiente diapositva

Amplitud entrada = 3,5mVpicoResistencia emisor par diferencial = 100 ΩDistorsión = 0,02%

El costo es una reducción de ganancia de 10dB.El beneficio es una reducción de la distorsión de mas de 40 dB.Notar que la componente segunda armónica es muy alta en relación a la tercera, cuando se esperaba que hubiera ocurrido cancelación debido al uso del espejo de corriente como carga activa

703u

A

688u

A

Notar que las corrientes de colector del par diferencial son levemente diferentes

703u

A

688u

A

Se propone medir la corriente de salida del par diferencial mediante una resistencia de 1 ohm

ABRIENDO EL LAZOISAL

PRIMERAETAPA

I = 0

VENTDIFERENCIAL

Carga casi ideal para una fuente de corriente

La segunda y tercera armónica tienen un peso importante en la distorsión

695,

5uA

695,

5uA

Se agrega una resistencia y se ajusta su valor para equilibrar las dos corrientes de colector como se muestra en el siguiente esquema

ABRIENDO EL LAZOISAL

PRIMERAETAPA

VENTDIFERENCIAL

I = 0

La segunda resulta muy reducida respecto de la tercera

Comparación entre antes y después de igualar las corrientes de colector del par diferencial

SEGUNDA ETAPA

ISALSEGUNDAETAPA

ISALPRIMERAETAPA

Carga casi ideal para una fuente

de corriente

BLOQUEODE SEÑAL

GENERADOR DE CORRIENTE

I = 0

I

VDIF = 0

MEDICIÓN DE CORRIENTE

Amplitud entrada = 0,1mApicoDistorsión = 12%

Amplitud entrada = 0,05mApicoDistorsión = 0,6%

Amplitud entrada = 0,01mApicoDistorsión = 0,1%

Se nota que por debajo de 0,05mA la reducción de la señal de entrada no es tan importanteen la reducción de la distorsión como lo es para señales mayores a 0,05mA, debido a que paraéste circuito el operar con señales del orden de 0,05mA o menores cae dentro de su zonacuasi lineal.

TERCERA ETAPA

Polarización

IENTSeñal de prueba

VSAL

I

I

Ajuste de simetría de las corrientes I de la tercera etapa

Ajuste de I

Señal de prueba

Se abre lazo

Anulando 1ra y 2da etapas

Notar que a partir de 200mA la distorsión corresponde a un funcionamiento clase A para la amplitud de 3Vpico de la señal de salida con la que se efectuaron todas las mediciones

Se ajusta el valor de la corriente de polarización de la tercera etapa desde una situación de corte hasta 1A en los transistores de salida

I DistorsónuA %

0 200,01 14

0,1 121 10

10 8100 6

1000 410000 2,220000 1,730000 1,440000 1,250000 1

100000 0,5200000 0,14500000 0,08

1000000 0,06

0

2

4

6

8

10

12

14

0,01 0,

1 1 10 100

1000

1000

0

1000

00

1000

000

Espectro de la señal de salida para I=10mA y Vopico=3V

¿Cual es el valor recomendable para I? Justificar

Notar que la distorsión disminuye a medida que aumenta la amplitud.Sin embargo al acercarse al recorte de la etapa de salida vuelve a crecer.Ver el gráfico siguiente

¿Cómo varía la distorsión de la señal de salida del amplificador en función de su amplitud?(Solo la tercera etapa más el efecto de carga de la segunda)

Se midió para una corriente I=10mA obteniéndose los siguientes valores.

Vo DistorsónV %

1 3,13 2,36 1,75

13,1 1,1516 1,0520 1,1

22,5 1,325,4 1,628,2 2,1

30 2,635 440 5,3

0

1

2

3

4

5

6

1 10

Distorsión en función de la amplitud pico de salida para I=10mA%

30101 203 6V

40

Amplificadores Clase G

Introducción a otras clase de amplificadores con mayor eficiencia

que la clase B

¿Porqué se necesitan otras clases?

• La clase B satisface las necesidades de eficiencia en audio para el hogar ya que el contenido musical con alto rango dinámico requiere un promedio de potencia de unos pocos Vatios.

• La mayor eficiencia de las clases D, G y H, involucrando mayor costo de fabricación, solo se requiere y justifica en amplificación profesional.

Disipación en los transistores de salida

Clase B

Clase G

Fuente de corrienteExterior

Interior

Topología Clase G

Exterior

Exterior

Interior

InteriorCarga

En la siguiente diapositiva se

grafica en verde la señal de este nodo

En la siguiente diapositiva se

grafica en rojo la señal de este nodo

En la siguiente diapositiva se

grafica en azul la señal de este nodo

Efecto de aumento de la fuente de alimentación baja

Tiempo 0,2 milisegundos / división

Volta

je d

e sa

lida

y fu

ente

equ

ival

ente

Disipación en los transistores de salidaDi

sipac

ión

en d

e po

tenc

ia

en u

na m

itad

Disipación de potencia en la carga

Clase B

Clase G

Interior

Exterior+Interior

Comparación de eficiencia

Clase G Clase B

Disipación de potencia en la carga

Efic

ienc

ia

%

Clase G alternativa

En la siguiente diapositiva se

grafica en verde la señal de este nodo

En la siguiente diapositiva se

grafica en rojo la señal de este nodo

En la siguiente diapositiva se

grafica en azul la señal de este nodo

Clase G alternativa

Tiempo 0,2 milisegundos / división

Volta

je d

e sa

lida

y fu

ente

equ

ival

ente

Clase G alternativa

• La eficiencia es similar a clase G clásico

• El transistor exterior disipa poco porque está conmutando entre corte y saturación

• El transistor interior en cambio resulta más exigido en disipación y más comprometido con su área segura de operación

Protección en clase G

• Se utilizan las mismas técnicas que en clase B

• El transistor exterior no requiere protección

• El transistor interior puede limitarse en corriente y es en el que debe prestarse atención al SOA (área segura de operación)

Distorsión en clase G

• Debido a que la conmutación de fuente ocurre a un nivel alto, la distorsión no es mayor que la normal en clase B debido al cruce para la reproducción de una señal sinusoidal

• Resulta además enmascarada psicoacústicamente en reproducción de música por los niveles altos de señal y su proximidad en el contenido armónico.

Costos en clase G• Los costos de amplificadores clase G son

mayores que en clase B, aunque mucho menores (debido a la menor complejidad) comparando con clase D

• Se justifica en potencias mayores a 200 W y menores a 1000 W

• Por encima de los 1000 W debe pensarse en clase D