Análisis de la compensación de la fuente del TP 20172materias.fi.uba.ar/6610/Apuntes/Clase 05...
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Análisis de la compensación de la fuente del TP 20172
Ganancia de lazo y fase
Abriendo el lazo e inyectando señal de prueba
Respuesta dinámica ante un cortocircuito súbito a la salidaTiempo que demora en cerrarse el lazo de corriente
LA MAGNITUD DE CORRIENTE INICIAL SOLA ESTÁ LIMITADA POR LA RESISTENCIA RS
RL=0Ω R18=0Ω R9=90K Ω
Respuesta dinámica (con limitador de corriente a transistor)Mientras se está por cerrar el lazo de corriente, actúa el limitador de corriente local (Q15) que se establece mucho más rápido
NOTAR QUE SE REDUCE EL TIEMPO DE ESTABLECIMIENTO DEL LAZO DE CORRIENTE PRINCIPAL
LIMITA LA CORRIENTE EN Q3 EN UN TRANSITORIO
LIMITADOR DE CORRIENTE
RL=0Ω R18=0Ω R9=90K Ω
Respuesta dinámica (con limitador de corriente a transistor)Con un valor mayor de RS se logra reducir más la corriente inicial por Q5 y además se establece un vaor mas bajo de limitación con Q15
NOTAR QUE SE REDUCE AÚN MÁS EL TIEMPO DE ESTABLECIMIENTO DEL LAZO DE CORRIENTE PRINCIPAL
RL=0Ω R18=0Ω R9=90K Ω
UNA PARTE DEL TRANSITORIO DECORRIENTE SE DEBE A LA DESCARGA DE C2
Rcomp4(surge de la necesidad de mejorar la respuesta a bajas corrientes de limitación)
RL=1Ω R18=18KΩ R9=90KΩ Ccomp3=1nF Ccomp4=10nF
1000
1KΩ
2KΩ
500Ω
Estabilización de la tensión de salida (sobre la carga)
aVro
ri
RS
R10R9
RL VO = VRR9 + R10
R10
VR = 1V
Estabilización de la corriente de salida (sobre la carga)
aVro
ri
RS
RL
f = RSR17R16
R18 + R19R19
VR = 1V
IO = VR1f
Amplificador de tres etapas
Sumador
Ganancia de tensión
relativamente baja
Ganancia de tensión
relativamente alta
Ganancia unitaria de tensión y muy alta de corriente
Baja excursión de tensión a la
salida
Alta excursión de tensión a la
salida
Amplificador de Tensión
Impedancia de salida muy baja
+
_Separador
Es la configuración típica para amplificadores operacionales o de potencia para audio y ultrasonido
Con la técnica de realimentación se estabiliza la polarización y la ganancia de tensión.También se logra relativamente alta impedancia de entrada, baja impedancia de salida yreducida distorsión armónica.
Se opera con doble fuente en serie (o fuente dividida) fijando el punto medio comomasa, lo que permite conectar directamente la carga sin capacitor de acoplamiento.
Ganancia alta de tensión SeparadorSumador
BAJAZ
ALTAZ
X1
Pola
rizac
ión
Carga
Generador
Desa
copl
e CC
Fuente
Amplificador de tres etapas con realimentación
Pola
rizac
ión
y re
alim
enta
ción
Transferencia de la etapa de salida clase B
VO
VIVBE4 ≅ 0,7V
VBE5 ≅ - 0,7V
VCC+
VCC−
Sin corrección de cruce
IC4
IC5
Los transistores T4 y T5 conducirán menos de 180° para una señal alterna VI La potencia que deberán disipar los colectores de T4 y T5 dependerá de VO
VO
Distorsión armónica = 15% con Vi=3Vpico
Notar la presencia de armónicas altas y la supremacía de las impares respecto de las pares, lo cual es típico de la distorsión por
cruce.
Análisis espectral de la señal de salida
VCEQ4 = -VCEQ5VCE
ICQ4Q
IC4
IC4MAX --IC5MAX
--IC5
--ICQ5
VBEQ4 = -VBEQ5 ≅ 0,6V
Polarización de los transistores con ICQ=1mA
t
VSP1=−VCE
t
IC4
ICIC5
Análisis espectral de la señal de salida
VO
Distorsión armónica = 2% con Vi=3Vpico
Notar la reducción de la amplitud relativa de las armónicas impares
Polarizando los transistores con ICQ=1mA
Incluyendo una etapa de salida clase B en el diseño del amplificador
¿Cómo se fusiona la segunda etapa y la tercera etapa?
I1
I2
I1 = I2 = IC3
IC3
Incluyendo una etapa de salida clase B en el diseño del amplificador
La corriente de polarización de los diodos es la misma que la del colector de T3 Los diodos tienen deriva térmica similar a la del transistores T4 y T5.
ICQ4
Incluyendo una etapa de salida clase B en el diseño del amplificador
R permite un ajuste preciso de las corrientes de polarización ICQ4 e ICQ5
ICQ5
Dinámica de la corriente por la carga y los transistores de salida
IC4
IC5
VO
IOIP
Para una excitación sinusoidal, T4 (T5) conduce solo en el hemiciclo positivo (negativo)
VP
IC4
∫ ==π
0P
PC4 πIt)sen(wt)d(wI
2π1I
πCCP
CCCVCCFUENTEVIVIP ==+ 4
4RIP L
2P
CARGA =+
IP
VO
Cálculo de la potencia generada en el transistor T4
_+
4RI
πVIPPP L
2PCCP
CARGAVCCFUENTEC −=−= ++
VP
Cálculo de la condición de mayor exigencia para disipación de calor en el transistor T4
02RI
πV
dI4RI
πVId
dIdP LPCC
P
L2PCCP
P
C =−=
−
=
¿A que amplitud de la tensión de salida corresponde la máxima disipación de potencia en cada transistor?
CCCCCCP Vde64%V0,637Vπ2V
CMAXP≅==
L
CCP Rπ
V2ICMAXP
=
VP = RL IP
IP = Ip |PCMAX
La potencia disipada en cada transistor de salida (T4 o T5 en nuestro ejemplo) puede graficarse en función de la tensión pico de salida así:
2
CC
P
CC
P
MAXC
C
VπV
41
VπV
PP
−=
4RI
πVIP L
2PCCP
C −= L
CCPP Rπ
V2IIMAXCP
==
L
CCMAXC Rπ
VP 2
2
=
40%0,4053π4
P
P2
MAXCARGA
MAXCPCARGA
≅==
PCARGA 100%2RVP
L
2CC
MAXCARGA ≡=
Gráfica normalizada de la potencia disipada en cada transistor de salida en función de la tensión pico de salida:
Este es el dato para calcular el disipador
¿Qué eficiencia puede lograrse con la etapa de salida clase B?
CC
P
CCP
PP
FUENTE
CARGA
VV
4π
πV2I2VI
PPη ===
La máxima eficiencia es cuando Vp se acerca a VCC
78%0,785VV
4πη
CC
CCmax ≅==
ηmax
VCC
VP
¿Cómo se relaciona la eficiencia con la potencia disipada en los transistores?
50%VV
4π2π
VV
4πη
CC
CCVV
CC
PPmaxPCMAXP
=== = La máxima potencia disipada en cada
transistor se corresponde con
50% deeficiencia
Disipación de potenciaLos transistores y diodos de potencia requieren un disipadorpara evacuar el calor y mantener su temperatura de junturapor debajo de la máxima especificada
Ver la página http://www.disipadores.com
103
Cálculo del disipador
V
I
IVPD .=
Se determina experimentalmente el aumento de temperaturade juntura, hallándose proporcional a la potencia disipada
DPjaTaTjT .θ=−=∆
Siendo θja la resistencia térmica juntura- ambiente
Sea un dispositivo semiconductor cualquiera
104
Operando con la ecuación experimental se define laLey de OHM térmica:
DPTaTjja −
=θ
Reescribiendo se obtiene:
jaTjm
jaTaPD θθ
+−=
Donde Tjm es la temperatura de juntura máxima
105
La resistencia juntura ambiente incluye las resistencias:
sacsjcja θθθθ ++=
cápsulajunturatérmicaaresistencijc =θ
disipadorcápsulatérmicaaresistencics =θ
ambientedisipadortérmicaaresistencisa =θ
O sea:
106
Los fabricantes suelen especificar Tj máximay la potencia en función de la temperatura de la cápsula
Transistor típico:
( ) ( ) coccoccoj
DDcD TTconTT
TTPPTP ≥−
−−=
max
maxmax
Cº150=maxjT
Cº25=coT
W70=maxCOLECTORP
max
max
D
coj
PTT
jc−
=θ
108
Cálculo del RE mínimo requerido para compensar el embalamiento térmico
IEE
B
CIC1
IB1
C2B1C1E IIII ++=
C2C1E III +=
∴<<⇒>> C1B11 II1βsi
Además es:
C12C2 IβI =
Finalmente:
( )1βII 2C1E +=
IC2
RE introduce realimentaciónlocal que permite compensarel embalamiento térmico deQ1
116
La corriente de emisor del transistor cuasi-darlington es:
E
BE1BBE R
VVI −=
Igualando con ( )1βII 2C1E += resulta:
( )1βRVVI
2E
BE1BBC1 +
−=
La potencia generada en el transistor Q1 es:
C1CEG IVP =
Con lo que resulta:
( )1βRVVVP
2E
BE1BBCEG +
−=
117
Para evitar el embalamiento térmico, la generación de calor debe ser menor a la capacidad de disiparlo, por lo que debe cumplirse que:
La variación de potencia disipada es:
( )1βRKV
TjP
2E
CEG
+=
∂∂
La potencia disipable en el transistor Q1 , por ley de Ohm térmica es:
jaTaTjPD θ
−=
TjP
TjP GD
∂∂
≥∂∂
jaTjPD
θ1
=∂∂
Y la variación de potencia generada es:
mV/ºC2Tj
VKcon BE1 =∂∂
=
118
En su forma más conocida:
Notar que para el cuasi-darlington estudiado (NPN-PNP), el transistorque puede embalarse térmicamente es Q1, que además es el que cierrala malla de polarización estabilizada, por lo que debe considerarse para elcálculo de RE la manera en que éste transistor disipará su potencia, o seael valor resultante de θja según se utilice o no disipador térmico, luegopuede calcularse RE . Además será:
( )1βRKV
ja 2E
CE
+≥
θ1Combinando resulta en:
( )KV
1βRjaCE
2E +≤θ
CCMAXCECE VVV == y 2MIN2 ββ =
Finalmente:
( )1βKVjaR
2MIN
CC1E +≥ Qθ
119
El transistor permite reemplazar a varios diodos con el circuito multiplicador deVbe y tiene las misma deriva térmica que la juntura base emisor de lostransistores de salida
Incluyendo una etapa de salida clase B en el diseño del amplificador
Mayor estabilidad térmica de etapa de salida
• Se logra agregando una resistencia en serie con los emisores de los transistores de salida de manera de lograr una realimentación en su polarización
• Se logra aumentando el beta de los transistores de salida contecnología Darlington de manera que se logre el aumento de laganancia de la segunda etapa aislándola de la impedancia de carga
Mejoramiento del comportamiento de la segunda etapa
• Se incrementa la ganancia de tensión de la segunda etapa medianteel aumento de la impedancia vista por el colector del transistor T3
• Una forma es mediante la tecnología Bootstrap (tirabotas).
Mejoramiento del comportamiento de la segunda etapa
Funcionamiento del circuito bootstrap (tira botas)
x 0,99i
i
ivZ =
Z
iv ovii
6'Rvv
vZoi
i
−=
io vv 99,0=
6'Rvvi oi
i−
=
6'100 RZ =
SP121etapa3i RββZ =
etapa3iT3 Z//Z.gmetapasegundaladetensióndeGanancia =
• Otra forma es mediante la implementación de una carga activa
Mejoramiento del comportamiento de la segunda etapa
• La batería auxiliar se reemplaza por una tensión de referencialograda con dos diodos
Mejoramiento del comportamiento de la segunda etapa
Mejoramiento del comportamiento de la primera etapa
• Se reemplaza la resistencia de polarización del par diferencial por unafuente de corriente
• Se logra mejorar el manejo de tensiones de modo común y el CMRR
Mejoramiento del comportamiento de la primera etapa
• Otra mejora importante es reemplazar la carga resistiva de T1por una activa lograda con un espejo de corriente
• Se logra duplicar la ganancia de la primera etapa
• Para mejorar la linealidad de la etapa de entrada se agregarealimentación local por medio de resistencias en los emisores
Mejoramiento del comportamiento de la primera etapa
Especificaciones típicasPotencia de salida = 50W sobre 8 ohm a 1KHz con THD 0,01%Potencia de salida = 80W sobre 4 ohm a 1KHz con THD 0,02%Distorsión armónica total = 0,05% de 20 Hz a 20KHz a 1W/8ohmDistorsión por intermodulación = 0,05 % a 1W/8ohmDistorsión por intermodulación transitoria (TIM)= rara vez especificadoAncho de banda = 10 Hz a 100 KHz a 1W/8ohmAncho de banda de potencia = 10 Hz a 50 KHz a 50W/8ohmSobreimpulso de la tensión de salida = rara vez especificadoFactor de amortiguamiento = 200Impedancia de entrada = 50 KohmCorrimiento de la tensión de salida = ±20mV entre 20 y 50 ºC de temp. amb.Ruido = mejor que 90dB de relación señal ruido o 10uV RMS máx. a la salidaConsumo sin señal = 5WProtección contra cortocircuito a la salidaProtección contra tensión continua a la salida
Amplificador de audio de potencia
Slew Rate• En un amplificador realimentado compensado por
polo dominante con una señal escalón se espera una respuesta del tipo:
• Debido al efecto Slew rate se obtiene:
rbandadeAncho τ/35,0=
vi
ve
Descripción del problema en un amplificador típico
f
vo
vf
a
T1 T2
ve
vf
vi
vx
Avi
vo
t
t
t
t
t
zona alineal
POLC vtCIv +=
vo a
vx
Comparación de la respuesta al escalón para pequeña y gran señalVSAL
tτr
• La respuesta al escalón 1 es reproducida a la salida según el ancho de banda para pequeñasseñales y se establece en un tiempo τr (tiempo de crecimiento) pues la velocidad de crecimientorequerida es menor a la velocidad de crecimiento máxima posible en el amplificador, SR (slewrate)
• La respuesta al escalón 2 no puede reproducirse correctamente y es limitada por el SR (slewrate)
Respuesta limitada por el Slew Rate
SAL1V∧
SAL2V∧
1
2
Respuesta de un amplificador sin limitación por Slew Rate
Respuesta correcta
Efecto del SR en la reproducción de señales sinusoidales
• La señal de salida 1 se reproduce correctamente dado que su máximapendiente es menor al SR
• La señal de salida 2 se reproduce incorrectamente pues al tener mayoramplitud su velocidad de crecimiento supera a la velocidad de crecimientodel amplificador
Pendiente < SR
Máxima amplitud de salida
Máxima amplitud de salida
t
VSAL
2
1
Pendiente = SR
Efecto del SR en la reproducción de señales sinusoidales
• La señal de salida 1 y 2 tienen la misma pendiente, coincidente con SR. Parala frecuencia de la señal 1 no es posible una amplitud mayor sin deformaciónpor SR
• Solo las señales con frecuencias iguales o menores a la 2 puedenreproducirse con la máxima excursión de señal sin distorsión por SR, comopor ejemplo la señal 3
Pendiente < SR
Máxima amplitud de salidaPendiente = SR
Máxima amplitud de salida
t
VSAL
12
3
Ancho de banda de potencia
El Slew rate determina la máxima frecuencia de una señal sinusoidal que el amplificador puede reproducir a máxima excursión sin distorsión
( ) ( )tsenVtv ω∧
=
( ) ( )tVdt
tdv ωω cos∧
=
( )∧
=
∧
== VtVSRt
ωωω0
cos
∧= VSR ω
Amplitudes máximas de salida para señales senoidales
• Las amplitudes máximas de la tensión de salida en función de la frecuencia están limitadas por la máxima excursión posible del amplificador para una dada tensión de alimentación y por la máxima velocidad de subida o SR (slew rate)
f
VSAL
MAXV2π
SRf ∧=
MAXV∧
Gráfica del “ancho de banda de potencia” o “Power Bandwith”
2) Determinar si se produce limitación por slew-rate:
Señal de entrada•vin(t) = 10V sen(2π.8kHz.t)Datos del amplificador•Avol=1000•fp1=20Hz•SR=2V/µseg
Ejercicio 3:
Ejemplo:
Mejorar el Slew rate de un amplificador
• Un amplificador está compensado por polodominante mediante la técnica de separaciónde polos por efecto Miller
• Se pretende mejorar el Slew Rate reduciendoel capacitor de compensación
Cálculo del Slew Rate del amplificador:
610CISR −=
• La fuente de corriente del par diferencial es 2mAcon lo que para el amplificador estudiado es:
V/μ/2010F100.10
A2.10SR 612
3
== −−
−
• Se obtiene por simulación:
sV/μ17SR =
[ ]AI =[ ]FC =
[ ]sV/μSR =
pFCPARASITO 15=
• Con lo que puede deducirse que la fuente de corriente carga una capacidad adicional propia del circuito de aprox.:
• Simulando para otros valores de C se obtiene:
pFCparaSVSR 200/9 == µ
• La diferencia se debe a la presencia de otras capacidades
pFCparaSVSR 50/30 == µ
• Se elige C = 50 pF
KHzVSV
V
SRf 200212/30
2≅
×== ∧ π
µ
π
• Se calcula ahora la máxima frecuencia para lacual el amplificador es capaz de desarrollar lamáxima amplitud de salida (21V) sin deformar:
• A continuación se recalcula la compensación delamplificador combinando polo dominante yadelanto de fase:
Respuesta para pequeña señal con C = 100pF por polo dominante solamente(tensión pico a pico del generador = 20mV)
Tiempo de crecimiento = 90ns
Respuesta para pequeña señal con C = 50pF y CREALIMENTADOR = 1pF(tensión pico a pico del generador = 20mV)
Tiempo de crecimiento = 70ns
Conclusión importante del resultado obtenido en el análisis por simulación
• Se pudo reducir la capacidad requerida para lacompensación por polo dominante gracias al agregado deotra capacidad en la red de realimentación de solo 1 pF.Notar que este valor es muy pequeño y puede encontrarsenormalmente entre las pistas del circuito impreso donde semontan los componentes del amplificador, por lo que debeextremarse el cuidado en el diseño del mismo.
• Se sugiere utilizar resistores de gran tamaño (mayores aldeterminado por el estudio de potencias) en loscomponentes que afectan a las señales de las entradas + y - .
• Igualmente se debe considerar la calidad de los capacitoresempleados en el realimentador y en la entrada.
Corrientes de polarización• El amplificador real requiere corrientes de
polarización en los terminales de entrada
• El signo de IB1 e IB2 dependerá de la tecnología interna del amplificador
IB2IB1
−
+
VO
Modelo de generadores de corriente
• Se define IB como el promedio de las corrientes de polarización de entrada:
• Y la corriente offset de entrada como:
• Notar que el signo de IOS es arbitrario debido a la dispersión de los dispositivos electrónicos
221 BB
BIII +
=
21 BBOS III −=
• Operando con las definiciones, se llega a:
• Redefinimos los generadores de corriente:
IBIB
2IOS
−
+
VO
2III OS
BB2 −=2
III OSBB1 +=
Solución:(solo en continua)
BI
1V1MΩA1μRIV 1BO =•==
0aVVVCCVVSS
V
OidO ≅=⇒<< ˆ
( )21B21
2O //RRI
RRRV0 −+
=
Ejemplo 2:Compensación del corrimiento
IB1
IB2
aV
213 //RRR =Solución:Se comprobará la reducción del corrimiento para
Polarización del Amplificador Operacional
V+
V-IB1
IB2
aV
0aVVVCCVVSS
V
OidO ≅=⇒<< ˆ
( )21
2O212B31Bid RR
RV//RRIRIVV0V+
+=⇒=⇒= −+
( )( )
+−=⇒=
2
1
RRR//RRIIV//RRRSi 2
212B1BO213
( ) 12B1BO RIIV −= 1OSO RIV =⇒
0Isi0VseráSolo OSO == ¡Tener en cuenta!
Tensión offset a la entrada• En un amplificador real ocurre un corrimiento
de la tensión de salida incluso cortocicuitandolos terminales de entrada entre sí.
−
+
00≠=idVOV
0=idV a
−
+VOS
+−
0== OSid VVOV
a
VV idVO
OS0=
=
Se corrige el corrimiento aplicando a la entrada una tensión continua
Se comprueba que esa tensión resulta:
La llamamos “Tensión de offset a la entrada” (offset=corrimiento)
a
−
+VOS
+−
Se modeliza el amplificador operacional real como un amplificador ideal más un generador de tensión:
+
−
a
Nota: en ésta representación no se consideraron las corrientes de polarización
• VOS se considera aplicada a la entrada positiva• Y las corrientes de polarización se han considerado nulas • Resulta:
• Si es:
Ejemplo 1:
−VOS
+
VO
Ri
avVid
rO
R2
Vid
−
+
R1
VG
012
1 =
+= GOSO Vpara
RRVV
1VVresultará99/RRy10mVV OOS === 21
• VOS se considera aplicada a la entrada positiva• Y las corrientes de polarización se han considerado nulas • Resulta:• Si es:
Ejemplo 2:
−VOS
+
VO
Ri
avVid
rO
R2
Vid
−
+
R1
VG
0== GOSO VparaVV10mVVresultará10mVV OOS ==
C
Pautas para el diseño del amplificador
• Fundamentalmente deben estar apareados los transistores del par diferencial de entrada.Deben igualarse β y Vbe en los TBJ a la vez que elegirlos con alto β.En los FET o MOSFET deben igualarse VGS e IDSS .
• La carga del par diferencial, sea activa o pasiva, también debe diseñarse lo más simétrica posible.
Solución:
VOS
−
+VO
RirO
C
Vid
−
+
R
VOS
+
IC
−
IOS/2
IB IB
La corriente en C se calcula como:
Y la tensión de salida resulta:
RVIII OSOS
BC ++=2
tR
VIIC
VV OSOSBOSO
+++=
21
avVid
VC
t
Ejercicio:En un Circuito integrado cuádruple se utilizan solo tres AO, ¿cuál es la manera correcta de conectar el que no se utiliza?, ¿será alguna de las siguientes?
VCC
VSS
VCC
VSSVO VO VO VO
VOVOVO
VOVO VO
Medición de los parámetros de corrimiento
• Éste circuito sencillo permite obtener todos los parámetros de corrimiento de un amplificador operacional (por medición con un simple multímetro).
Reproducido del libro “Circuitos Electrónicos” de Rashid
Paso 1. Ensamblar el circuito. Los valores sugeridos de los componentes y laalimentación son: VCC = VEE = 15 V, C = 0,01 µF, R1 = RF = 100 KΩ a 1MΩ.
Paso 2. Cerrar los interruptores S1 y S2 . Medir el voltaje de salida VO . El circuito seconvierte en un seguidor de voltaje. Esto es, VOS = VO .
Paso 3. Abrir el interruptor S1 y cerrar el S2 . Medir el voltaje de salida VO . Usar elvalor de VOS obtenido en el paso 2 para hallar la corriente de polarización IB2 .
Paso 4. Cerrar el interruptor S1 y abrir el S2 . Medir el voltaje de salida VO . El voltajeen la terminal (+) es VO – VOS . Usar el valor de VOS obtenido en el paso 2 para calcularla corriente de polarización IB1 .
Paso 5. Abrir los dos interruptores S1 y S2. Medir el voltaje de salida VO . Usar el valorde VOS obtenido en el paso 2 para calcular la corriente de offset de entrada IOS .
También con los datos de los pasos 3 y 4.
F
OSOB2 R
VVI −=−
1
OSOB1 R
VVI −=
)( F1
OSOOS RoR
VVI −=
B2B1OS III −=
Repr
oduc
ido
del l
ibro
“Ci
rcui
tos E
lect
róni
cos”
de
Rash
id
Ejemplo 2
3OSOS0VO RIVVG
+==
Compensación del corrimiento de la Tensión de salida
La ganancia de tensión en continua es “1”, la mínima posible
Ejemplo 3Ajuste manual del corrimiento
Notar que se ha eliminado el capacitor del realimentador, por lo que resulta efectivo desde continua
Compensación del corrimiento de la Tensión de salida
Éste circuito opera alimentado por una fuente de corriente
BECE VRRV
+= 1
2
1
Tener en cuenta que VBE
depende de la corriente de
colector
Variación de la tensión VCE en función de la corriente I1
BE2
1CE V
RRV
+= 1
( ) 121CE IRRV +=Zona corte
del transistor
Zona activa del
transistor
R1 = R2 = 1KΩ
Impedancia del multiplicador como sistema realimentado
( )( )( )
Ω8
RRRRRRgm
RRfa
zZ
1PI11O
1OOO ≈
+=
+= 1//////1
//1
2
mA10ICQ =
V0,4Agm /=
Ω750RPI =
300=β
V100VA =
KΩ10RO =
f
1R1f −=
ZOZO
a
Impedancia del multiplicador en función de la frecuencia
Circuito utilizado para análisis por simulación
Impedancia del multiplicador en función de la frecuencia
Ω10,8ZO =
Zona capacitiva
Zona inductiva
(La gráfica se obtuvo por simulación con R1=R2=1KΩ , I1=10mA e IALTERNA=0,1mA)
Zona resistiva
Impedancia del multiplicador en función de la frecuencia
Circuito utilizado para análisis por simulación
Corrección con capacitor
Impedancia del multiplicador en función de la frecuencia
Ω10,8ZO = Zona capacitiva
R1=R2=1KΩ I1=10mA IALTERNA=0,1mA C1=5nF, 10nF y 20nF
5nF
10nF20nF
Corrección con capacitor
Zona resistiva
Mejoramiento del multiplicador de VBE para independizarloaún más de la corriente de polarización
3CBE2
1CE RIV1
RRV −
+≅
Tener en cuenta que VBE
depende de la corriente de
colector
Variación de la tensión VCE en función de la corriente I1
1KΩRR 21 ==
y la resistencia de colector R3
R3=0ΩR3=10Ω
R3=20Ω
R3=30ΩR3=40Ω
Medición o simulación a lazo abierto
Con éste filtro pasabajos se abre el lazo de alterna conservando el lazo de continua
Distorsión armónica a lazo abierto
Distorsión armónica a lazo cerrado
DA=2%
DA=0,004%
af1DA
DA ABIERTOLAZOCERRADOLAZO +
≅
10mV
10V
10µV
10mV
10V
10mV
Distorsión armónica total
Se produce fundamentalmente por:
• Transferencia alineal de la primera y segunda etapa• Conmutación en tercera etapa (“cruce” en salida clase B)• THD = Total harmonic distortion , en inglés
La tensión de salida de una etapa en emisor común es:
...33
221 +++= ssso VaVaVaV
Desarrollando en serie se puede reemplazar por:
( )1−=T
sVV
QCARGAo eIRV
Con señal sinusoidal se puede expresar:...wtsenoVawtsenoVawtsenoVaV 33
s322
s2s1o +++=∧∧∧
Definiendo distorsión armónica como la relación entre la sumade las componentes armónicas a la fundamental, se tiene paralas componentes segunda y tercera armónica:
)(wtsenoVV SS
∧=
2
1
33
3 2414
==
∧
∧
∧
T
s
s
s
VV
Va
Va
HDT
s
s
2s
VV
Va
Va
HD∧
∧
∧
==412
1
2
2
Resulta evidente la necesidad de exitar la segunda etapa con bajos niveles de señal y que a su vez la misma provea una alta ganancia de tensión
Siendo:T
QCARGA
VIR
a =1 22 2 T
QCARGA
VIR
a = 33 6 T
QCARGA
VIR
a =
( ) ( ) ...3wtsenowt3seno4Va2wtcos1
2VawtsenoVaV
3s3
2s2
s1o +−+−+=
∧∧∧
...3wtseno4Va2wtcos
2Vawtseno
4V3aVa
2VaV
3s3
2s2
3s3
s1
2s2
o +−−
++=
∧∧∧∧
∧
Distorsión de cada etapa
• Se mantiene el circuito realimentado para sostener la correcta polarización.
• Se neutraliza la realimentación de alterna.• Se busca medir cada etapa por separado,
independizándola del efecto de carga de las otras.
Amplitud entrada = 3mVpicoResistencia emisor par diferencial = 0 ΩDistorsión = 4,81%
Notar que solo 3mV producen un altísimo nivel de distorsión, se buscará reducirlo con el agregado de realimentación local como se muestra en la siguiente diapositva
Amplitud entrada = 3,5mVpicoResistencia emisor par diferencial = 100 ΩDistorsión = 0,02%
El costo es una reducción de ganancia de 10dB.El beneficio es una reducción de la distorsión de mas de 40 dB.Notar que la componente segunda armónica es muy alta en relación a la tercera, cuando se esperaba que hubiera ocurrido cancelación debido al uso del espejo de corriente como carga activa
703u
A
688u
A
Se propone medir la corriente de salida del par diferencial mediante una resistencia de 1 ohm
ABRIENDO EL LAZOISAL
PRIMERAETAPA
I = 0
VENTDIFERENCIAL
Carga casi ideal para una fuente de corriente
695,
5uA
695,
5uA
Se agrega una resistencia y se ajusta su valor para equilibrar las dos corrientes de colector como se muestra en el siguiente esquema
ABRIENDO EL LAZOISAL
PRIMERAETAPA
VENTDIFERENCIAL
I = 0
Amplitud entrada = 0,01mApicoDistorsión = 0,1%
Se nota que por debajo de 0,05mA la reducción de la señal de entrada no es tan importanteen la reducción de la distorsión como lo es para señales mayores a 0,05mA, debido a que paraéste circuito el operar con señales del orden de 0,05mA o menores cae dentro de su zonacuasi lineal.
I
I
Ajuste de simetría de las corrientes I de la tercera etapa
Ajuste de I
Señal de prueba
Se abre lazo
Anulando 1ra y 2da etapas
Notar que a partir de 200mA la distorsión corresponde a un funcionamiento clase A para la amplitud de 3Vpico de la señal de salida con la que se efectuaron todas las mediciones
Se ajusta el valor de la corriente de polarización de la tercera etapa desde una situación de corte hasta 1A en los transistores de salida
I DistorsónuA %
0 200,01 14
0,1 121 10
10 8100 6
1000 410000 2,220000 1,730000 1,440000 1,250000 1
100000 0,5200000 0,14500000 0,08
1000000 0,06
Espectro de la señal de salida para I=10mA y Vopico=3V
¿Cual es el valor recomendable para I? Justificar
Notar que la distorsión disminuye a medida que aumenta la amplitud.Sin embargo al acercarse al recorte de la etapa de salida vuelve a crecer.Ver el gráfico siguiente
¿Cómo varía la distorsión de la señal de salida del amplificador en función de su amplitud?(Solo la tercera etapa más el efecto de carga de la segunda)
Se midió para una corriente I=10mA obteniéndose los siguientes valores.
Vo DistorsónV %
1 3,13 2,36 1,75
13,1 1,1516 1,0520 1,1
22,5 1,325,4 1,628,2 2,1
30 2,635 440 5,3
Amplificadores Clase G
Introducción a otras clase de amplificadores con mayor eficiencia
que la clase B
¿Porqué se necesitan otras clases?
• La clase B satisface las necesidades de eficiencia en audio para el hogar ya que el contenido musical con alto rango dinámico requiere un promedio de potencia de unos pocos Vatios.
• La mayor eficiencia de las clases D, G y H, involucrando mayor costo de fabricación, solo se requiere y justifica en amplificación profesional.
Topología Clase G
Exterior
Exterior
Interior
InteriorCarga
En la siguiente diapositiva se
grafica en verde la señal de este nodo
En la siguiente diapositiva se
grafica en rojo la señal de este nodo
En la siguiente diapositiva se
grafica en azul la señal de este nodo
Efecto de aumento de la fuente de alimentación baja
Tiempo 0,2 milisegundos / división
Volta
je d
e sa
lida
y fu
ente
equ
ival
ente
Disipación en los transistores de salidaDi
sipac
ión
en d
e po
tenc
ia
en u
na m
itad
Disipación de potencia en la carga
Clase B
Clase G
Interior
Exterior+Interior
Clase G alternativa
En la siguiente diapositiva se
grafica en verde la señal de este nodo
En la siguiente diapositiva se
grafica en rojo la señal de este nodo
En la siguiente diapositiva se
grafica en azul la señal de este nodo
Clase G alternativa
• La eficiencia es similar a clase G clásico
• El transistor exterior disipa poco porque está conmutando entre corte y saturación
• El transistor interior en cambio resulta más exigido en disipación y más comprometido con su área segura de operación
Protección en clase G
• Se utilizan las mismas técnicas que en clase B
• El transistor exterior no requiere protección
• El transistor interior puede limitarse en corriente y es en el que debe prestarse atención al SOA (área segura de operación)
Distorsión en clase G
• Debido a que la conmutación de fuente ocurre a un nivel alto, la distorsión no es mayor que la normal en clase B debido al cruce para la reproducción de una señal sinusoidal
• Resulta además enmascarada psicoacústicamente en reproducción de música por los niveles altos de señal y su proximidad en el contenido armónico.