43015225 Ejercicios de Bjt y Fet Resueltos
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CAB 1
Actualizado Octubre 03
CIRCUITOS AMPLIFICADORES BÁSICOS
1. a) Calcule el punto de trabajo (IC, VEC) del transistor del circuito suponiendo IB ≅ 0 b) Halle el rango de valores de β para el que la aproximación anterior es válida
(considerando despreciable si 1<<50) c) Calcule el punto de trabajo para β = 35 DATOS: VγE ≅ 0,7 V; VEE = 10 V; RB1 = RB2 = 10 kΩ; RC = 8 kΩ; RE = 20 kΩ
RC
RB1
+VEE
RE
RB2 RC
RB1
+VEE
RE
RB2
2. Suponiendo |VBE| ≅ 0,7 V y β → ∞, calcule la corriente que circula por todas las ramas del circuito y el voltaje en todos los nodos
Q1
+10V+5V
-10V
R110kΩ
R22kΩ
R31kΩ
R41kΩ
R51kΩ
+5V
-10V
+10V
Q2
Q3 Q4
Q5Q6Q7Q8Q9
Q10 Q11 Q1
+10V+5V
-10V
R110kΩ
R22kΩ
R31kΩ
R41kΩ
R51kΩ
+5V
-10V
+10V
Q2
Q3 Q4
Q5Q6Q7Q8Q9
Q10 Q11 Q1
+10V+5V
-10V
R110kΩ
R22kΩ
R31kΩ
R41kΩ
R51kΩ
+5V
-10V
+10V +10V+5V
-10V
R110kΩ
R22kΩ
R31kΩ
R41kΩ
R51kΩ
+5V
-10V
+10V
Q2
Q3 Q4
Q5Q6Q7Q8Q9
Q10 Q11
3. Se quiere construir una fuente de corriente continua que suministre una corriente I0 = 1 mA según indica la figura. Para ello se utilizan MOSFETs de acumulación en la configuración de espejo de corriente mostrada.
a) Si todos los transistores del circuito son del mismo tipo, indicar cuál ha de ser éste (canal n o canal p) para que la fuente funcione correctamente. Justifique muy brevemente la respuesta.
T 3 T 1
T 2
D
S G G
D
S
D
S G
I 0 =1mA
+ V DD =5V
b) Demostrar que T1 y T2 trabajan en saturación. c) Si T1 y T2 son iguales (misma relación de aspecto, Z/L), calcular las tensiones VGS de ambos transistores (VGS1 y VGS2). d) ¿Cuál ha de ser la relación de aspecto Z/L de T3 para que I0 = 1 mA?
DATOS: Todos los transistores tienen |VT| = 0,7 V y (κ=κ’Z/L) -2VmA 1,0 ⋅=′κ
CAB 2
Actualizado Octubre 03
4. El circuito de la figura muestra una fuente de corriente compuesta por cuatro transistores pnp. Sabiendo que todos los transistores operan en activa, calcule: a) La corriente IREF suponiendo VEB2 ≅ VEB4 ≅ 0,6V b) El valor de la resistencia R1 para que la corriente I0 sea 5 veces menor
que IREF. Desprecie las corrientes de base respecto a las demás del circuito.
c) Las tensiones VEB1, VEB2, VEB3 y VEB4 con tres cifras significativas,
considerando que para todos los transistores T
EBSC V
VII exp≅ .
DATOS: R2 = 4,4 kΩ VT = 0,025 V VEE = 10 V IS = 7,5.10-14A
VEE
Q2 Q1
R1
R2
Q4
VEE
Q3
IoIREFVo
5. El circuito de la figura permite medir el parámetro β del transistor T3 a través de la ganancia de tensión en pequeña señal Av=vo/vs. Para ello se polariza un circuito en emisor común con una corriente de base (IB3=IC2) fija, de 50 µA, mediante un circuito Widlar. Dado que el transistor T3 es de tipo npn, para realizar esta polarización se requiere una fuente Widlar con transistores pnp. a) Calcular la corriente IC1 y la resistencia R2 para obtener esa corriente
de base en T3. b) Si la ganancia medida a frecuencias medias vale Av=vo/vs=-200,
¿cuál es el valor de β del transistor T3?. Suponga en este apartado que el transistor T3 se encuentra en activa y que la resistencia equivalente en pequeña señal de la fuente Widlar vista entre los terminales BE de T3 es infinita.
c) Para el valor de β obtenido en b) comprobar que, efectivamente, el transistor medido, T3, se encuentra en activa.
IC2
R2
RC1C
RC3
vo
vs
IC1 T3
T1 T2
ReqOO
VEE
Fuente Widlar Amplificador EC
DATOS: β1 = β2 >>1; VEB1 = VBE3 = 0,7 V ≠VEB2 (en activa); VCEsat=0,2 V; VT = 25 mV; RC1 = 4,65 kΩ; RC3 = 1 kΩ; VEE = 10 V; C = 100 µF 6. El circuito de la figura 1 muestra un desplazador de nivel de continua. a) Si el nivel de continua a la entrada es VI=3 V,
calcular R1 para que el nivel de continua a la salida sea VO=0 V. Notar que en estas condiciones la corriente continua a través de la carga RL es nula.
b) Calcular entonces la ganancia de pequeña señal, AV=vo/vi. La fuente de corriente continua es ideal.
c) Si la fuente de corriente se realiza con otro FET idéntico al anterior como se ve en la figura 2, calcular R2 para tener la corriente I0=2 mA.
DATOS: Los transistores FET, de deplexión, son idénticos y trabajan siempre en saturación, cumpliendo
, con κ=0,5 mA/V( 2TGSD VVI −= κ ) 2 y ⎜VT⎜=4 V
Figura 1 Figura 2 -VDD
RL=10 kΩIO=2 mA
R1
vO(t)= VO+ Vo senωt
vI(t)=VI+ Vi senωt
VDD
-VDD
RL=10 kΩIO=2 mA
R1
vO(t)= VO+ Vo senωt
vI(t)=VI+ Vi senωt
VDD
R2
IO
-VDD
R2
IO
-VDD
CAB 3
Actualizado Octubre 03
7. En el circuito de la figura:
RB
vi
VCC
VD+ -RC
vO=Vo+voRB
vi
VCC
VD+ -RC
vO=Vo+vo
a) Encuentre el punto de trabajo del transistor (IC, IB y VCE). El diodo Zéner puede estar en tres estados posibles: comience el análisis para el caso de que se encuentre en inversa con ⎜VD⎜< VZ (valor absoluto de la tensión de disrupción del diodo).
b) Se aplica una señal vi variable con el tiempo. Obtenga la relación vo/vi (suponga que el diodo no conduce).
c) ¿Para qué valor instantáneo de vi se produce la ruptura inversa (Zéner) del diodo?
DATOS: VCC = 6 V; RC =2 kΩ; RB =70 kΩ; VZ=3 V; β=100; VγE = 0,6 V; VCEsat=0,2 V; VT = 25 mV; C→∞.
8. El circuito de la figura muestra un amplificador en emisor común con resistencia de emisor. Debido al condensador CE, la resistencia de emisor es diferente para el circuito de continua y para el circuito de alterna. Esto permite un mejor diseño del punto de trabajo y el margen dinámico. a) Calcule el punto de trabajo (IC y VCE) en función de RE = RE1+RE2 b) Determine el valor de RE para que VCE = 5 V. Calcule ahora el valor numérico de IC c) Calcule en alterna las relaciones ic/vce y vo/vce en función de RE1 d) Determine el valor de RE1 para que |vce|max = 3,5 V, siendo |vce|max la máxima excursión
de vCE en torno al punto de trabajo tal que el transistor ni se corta ni se satura DATOS: RB = 10 kΩ; RC = 1 kΩ; VCC = 10 V; VBB = 3 V; CE = CC → ∞ VγE ≈ 0,7 V; VCE,sat ≈ 0; ro → ∞; β = 200 (β >> 1 para todos los cálculos)
RBRE1
RE2 CE
CC
RC
vo
vi
VCC
VBB
+
RBRE1
RE2 CE
CC
RC
vo
vi
VCC
VBB
+
V SS =15V
R S =1k Ω R G =1M Ω
R D =10k Ω R L =10k Ωv in ( t )
+
S
D G
O
C →∞
C →∞
i D
9. La figura muestra un amplificador con MOSFET de canal p atacado por un generador vin(t) de pequeña señal alterna y frecuencia media. Con el transistor saturado (activa) se ha medido la tensión instantánea en el nodo S, obteniéndose:
vS(t) = 14 V + 0,9 vin(t) Se le pide: a) Calcular las tensiones que se medirían en los nodos D, O, G y S si
la señal fuera anulada (vin(t) = 0) b) Razonar de qué tipo (acumulación o deplexión) es el transistor c) Calcular las tensiones alternas en los mismos nodos con la señal
presente, en función de vin(t) d) ¿Para qué valor instantáneo de la tensión de salida vo(t) de pequeña
señal se corta el transistor?
CAB 4
Actualizado Octubre 03
10. Para el circuito amplificador de la figura: a) Calcule el punto de trabajo (VGS, ID, VDS) del transistor. Determine la región de
funcionamiento b) Dibuje el circuito equivalente de pequeña señal, indicando los valores
numéricos de los parámetros del circuito equivalente del transistor c) Calcule la ganancia de tensión Av = vo/vi DATOS: C → ∞; VGG = -10 V; VDD = 10 V; R1 = 9,1 MΩ; R2 = 0,9 MΩ; R3= 5,9 kΩ; R4 = 0,1 kΩ En saturación, el transistor JFET obedece la ecuacion iD = k (vGS-VT)2, con k = 1 mA⋅V-2, |VT| = 2 V
VDD
R2C
vi
R4
VO+vo
R1 R3
VGG
D
SG
VDD
R2C
vi
R4
VO+vo
R1 R3
VGG
D
SG
11. Para el circuito de la figura: a) Calcule los valores de continua de IC y VCE suponiendo β → ∞. Calcule a
continuación el valor mínimo de β para que el error cometido en el cálculo de IC sea menor de 2% y que la precisión en el cálculo de VCE sea mejor que ±0,1V
b) Calcule la resistencia de entrada Ri y la ganancia de tensión vo/vs en pequeña señal suponiendo β → ∞
DATOS: Vt = 0,025 V; VγE ≅ 0,7 V; VA → ∞
I00,5 mA
vs
RL1 kΩ
vo
VCC
RBC100 kΩ
RiC→∞
C→∞
RS50 Ω
I00,5 mA
vs
RL1 kΩ
vo
VCC
RBC100 kΩ
RiC→∞
C→∞
RS50 Ω
12. Para el circuito seguidor de emisor (colector común) de la figura: a) Calcular RB para que la impedancia de entrada Ri = vi/ii = 500 kΩ. Suponer que
βRL >> rπ Con este valor de RB: b) Determinar el punto de trabajo del transistor VCE, IC, IB c) Obtener el margen dinámico (máxima amplitud de la señal senoidal a la salida sin
distorsión) DATOS: VCC = 15 V; RC = 2,8 kΩ; RL = 10 kΩ; C → ∞; VT = 0,025 V Transistor: β = 100; VγE ≅ 0,7 V; VCE,sat ≅ 0,2 V; ro → ∞ vi
Ii
C
C RC RB
RL
Vo
VCC
13. Para el amplificador en colector común de la figura, se pide:
vi(t)
R1
R2
R3
VCC
REC
C vO(t)
ii(t)
vi(t)
R1
R2
R3
VCC
REC
C vO(t)
ii(t)
a) Calcular la corriente de colector de polarización IC b) Dibujar el circuito equivalente de pequeña señal,
dando el valor de los parámetros gm y rπ c) Calcular la resistencia de entrada que ofrece el circuito
a frecuencias medias, Ri = vi(t)/ii(t) DATOS: C → ∞; RE = 2 kΩ; R1 = R2 = 20 kΩ; R3 = 10 kΩ;
VCC = 12 V BJT: β = 100; VγE = 0.7 V; Vt = 0.025 V; desprecie el efecto Early (ro → ∞, VA → ∞)
NOTA: en este circuito rπ << R3 de forma que rπ || R3 ≅ rπ, aproximación que puede usar si lo juzga conveniente
CAB 5
Actualizado Octubre 03
14. El circuito de la figura es un amplificador seguidor de fuente realizado con JFETs en el que Q2 actúa como fuente de corriente. Considerando que ambos transistores son idénticos y trabajan en saturación, se pide: a) Valor de continua de la corriente de drenador ID2 y de la tensión puerta a fuente
VGS de cada uno de los transistores (ignore el efecto Early, sólo en este apartado) b) En pequeña señal, resistencia equivalente de la fuente de corriente Q2 vista desde
su drenador c) Ganancia de tensión de pequeña señal vo/vid) Resistencia de salida en pequeña señal, Ro DATOS: k = 1 mA⋅V-2; |VT| = 1 V; tensión de Early VA = 50 V
vi vo
+VDD
-VSS
Ro
DG
S
DG
S
Q1
Q2
vivi vo
+VDD
-VSS
Ro
DG
S
DG
S
Q1
Q2
15. Calcule la ganancia vo/vg y el margen dinámico del amplificador de dos etapas de la figura. DATOS: VCC = 15 V; Rg = RL = 1 kΩ; RB = 1,43 MΩ; RC = 4 kΩ β = 200; VγE = 0,7 V; VA → ∞;VCE,sat ≅ 0 V
vo
+VCC
Rg
vg
C→∞
RB RC RB RC
C→∞ C→∞RL
16. La señal alterna vi, de pequeña amplitud, es amplificada por el circuito de la figura. Se pide: a) Calcular el punto de trabajo de los transistores b) Dibujar el circuito equivalente para alterna y pequeña señal c) Decir en qué configuración trabaja cada transistor d) Calcular la ganancia de pequeña señal Av = vo/vie) Calcular la impedancia de entrada al amplificador, Rif) Calcular el margen dinámico del amplificador DATOS: Para ambos transistores: β = 100; VBE(ON) = VEB(ON) = 0,7 V; VCE,sat = VEC,sat ≅ 0 V; VA → ∞ A la frecuencia de la señal los condensadores pueden tratarse como cortocircuitos
+VCC=12V
-VCC =-12V
RC=5kΩ8R
R=2,4kΩ
R
RE =0,5kΩ
vo
vi
TN
TPRi
17. Para el circuito de la figura 1, se pide: a) Expresar el valor de rπ/R b) Expresar la relación |Z| = |Vg/Id| de pequeña señal en función de la frecuencia, siendo Vg e Id las amplitudes complejas
(fasores) de vg e id y sabiendo que VCC - VBE >> kT/e c) Expresar y dibujar aproximadamente en la gráfica de la Figura 2 la función |Z|/R en la región en que se cumple
ω0 << ω << βω0, donde ω0 = 1/rπC DATOS: β >> 1; ro → ∞; los efectos capacitivos en el transistor son despreciables
VCC
vg
R
C
iD
Figura 1
( )RZlog
( )0log ωω
( )RZlog( )RZlog
( )0log ωω( )0log ωω
Figura 2
CAB 6
Actualizado Octubre 03
SOLUCIONES
1
a) ⇒=+
+=+= VRR
RVVVVVBB
BEEEBEBE 7,5
21
2γ IE=IC= =
−
E
EEE
RVV
215 µA, VEC=3,98 V.
b) IB <<IC ⇒ ;5050 ≥⇒≥ βB
C
II
IB <<IB1(= IB2) ⇒ ( ) 5,21505021
≥⇒≥+
=⇒≥ βββ
CBB
EE
CB IRRV
II
II
;
La más restrictiva, β ≥50.
c) Ahora no puedo suponer IB <<IC, pero sí IB <<I, luego VE=5,7 V, ⇒=+
−= A
RVVI
E
EEEB µ
β97,5
)1( IC=209 µA, VEC=4,03 V
2
mAIIR
VVCC
EBEB 86,1101021
1
21 ===+−−
. Todas las corrientes de colector son iguales entre sí e iguales a 1,86 mA.
Resolviendo mallas calculamos el resto de corrientes y tensiones: IR4=3,72 mA. VC1=9,3 V; VC2=-9,3 V; VC3=3,72 V; VC4= VC5=0,7 V; VC6=3,14 V; VC7= VC8=-1,86 V; VC9= VC10=4,3 V; VC11=1,86 V. 3 a) Si ha de entregar corriente, el transistor cuyo drenador proporciona la corriente constante ha de ser de canal p b) Siendo de canal p y de acumulación, los transistores presentarán V 7,0)( == umbralVV SGT . En ambos transistores
satSDTSGSGSD VVVVV ,=−>= c) Como ambos transistores son iguales (κ1 = κ2) y ID1 = ID2, se tiene que VSG1=VSG2. Al ser VSG1+VSG2=VDD resulta:
V5,2221 === DD
SGSG
VVV
d) Puesto que VSG3 = VSG1 =2,5V e ID3 = I0 = 1 mA, se tendrá:
( )( )
1,38,11,0
122
3
3
3
23
33 ≅
×=
−′=⇒−′=
TSG
DTSGD VV
ILZVV
LZI
κκ
4
a) mA 27,4
6,06,010
2
42 =−−
=−−
=kR
VVVI EBEBEEREF
b)
Ω==
=
⎪⎪⎪⎪
⎭
⎪⎪⎪⎪
⎬
⎫
=
=
+=
6,100ln
ln
ln
ln
001
010
01
2
1012
II
IVR
IIVRI
II
VV
II
VV
RIVV
REFT
REFT
STEB
S
REFTEB
EBEB
c) V 560,0ln 031 ===
STEBEB I
IVvv
V 600,0ln42 ===S
REFTEBEB I
IVVv
CAB 7
Actualizado Octubre 03
5
a) ;21
11 mA
RVVI
C
EBEEC =
−=
Ω=⇒⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛=⎟⎟
⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛ −≈
+≈+
+=+=
kRV
RIV
VVII
RIVRIVRIVV
T
C
T
EBEB
C
C
CEBCEBEEBEB
84,1expexp
1
22221
2
1
222222
222221 β
β
b)
33
Cs
oV
bs
bCo Rrv
vAirv
iRv
ππ
ββ−==
⎭⎬⎫
=−=
1005,0025,0
33
=−=⇒Ω==C
VB R
rAkI
r ππ β RC3
voβibrπ
+
-
ib
i=0
Req→∞
vs RC3voβibrπ
+
-
ib
i=0
Req→∞
vs
c) CEsatCCEECEBC VVRIVVmAII >=−=== 5;5 3333 β 6 Al ser transistores de canal n deplexión, VT=VGsumbral=-4 V a) ( ) ( ) Ω=⇒−−=−===⇒= kRVRIVVVImAII TDITGSDRRL 5,220 1
21
21 κκ , pues la otra solución no hace
VGS>VT d
RL
R1
g
gmvgss
+
-vo
vid
RL
R1
g
gmvgss
+
-vo
vi b) Circuito equivalente:
)(1))(1(
)(1
1
1Lm
Lm
i
o
Lmgssgsi
Lgsms
Lgsmo
RRgRg
vv
RRgvvvvRRvgv
Rvgv
++=
⎪⎭
⎪⎬
⎫
++=+=
+=
=
Como gm=2κ(VGS-VT)=2 mS ⇒ 706,0=i
o
vv
c) ( ) Ω=⇒+−=−=−= kRRIVVVVVVI DDDSDDGTGSD 1;; 22
2κ 7 a) Diodo cortado ⇒ ID=0, mAImAIluegoIIVRIRIIV CBBCBECBCBCCC 2,02,0,;)( ===+++= β
Comprobamos transistor en activa: 2,02)(;0 >=+−=> VRIIVVI CBCCCCEB Comprobamos diodo cortado: ,04,1 <−=−= VVVV CEBED sin llegar a ruptura.
b) Circuito equivalente:
5,1551 −=⇒⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛−=⎟⎟
⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛+
⎪⎪⎭
⎪⎪⎬
⎫
=
−−
=
i
oC
B
Ci
B
Co
ib
CbCB
oio
vv
rR
RRv
RRv
rvi
RiRR
vvv
π
π
ββ
Ω== kI
rdondeB
25,1025,0π
RCvoβibrπ
+
-
ibvi
RΒ
RCvoβibrπ
+
-
ibvi
RΒ
c) ;;6,0;;2),()( ibeBEoceCEbeBEceCEBECED vvVVvvVVconvVvVvvV ====+−+=−=− y además io vv 5,155−= Cuando se produce la ruptura, sustituyendoVVV ZD 3==− mVvv ii 2,105,1564,13 −=⇒−=
CAB 8
Actualizado Octubre 03
. 8
RBRE1
RE2
RC
VCC
VBB
RBRE1
RE2
RC
VCC
VBB
RB
RE1 RC
vo= vc
vi+
rπ
ib βib
veRB
RE1 RC
vo= vc
vi+
rπ
ib βib
ve
Circuito de continua Circuito de alterna
) En continua, con , las ecuaciones del circuito:
( ) EBCCECCCC
EBCBE
RIIVRIVIIV
+++=
21 EEE RRR +=a( )BBBB RRIV +++
Suponiendo el transistor en activa direct
=
a BC II β= :
( )( ) ( )
( )( ) ( )( ) ( ) ( )BEBB
EB
ECCCBEBB
EB
ECCCEC
CCCCE
EB
BEBB
EB
BEBBCBEEB
CBB
VVRR
RRVVV
RRRR
VRRI
VV
RRVV
RRVVIVRR
IV
−++
−≈−++++
−=++−=
+−
≈++
−=⇒+++=
ββ
βββ
βββ
ββ
βββ
β
11
1
11
b) Despejando R de la última fórmula:
E
mA 84,2k 76,01
≈⇒Ω=
⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛−−
−
−−− CECC RR
VVβ
≈ C
BEBB
CECC
CBBEBB
E I
VVVV
VVRβ
c) En alterna, dado que i = βi >> i :
c b b
( ) ( ) oC
ECcECecce
cEbcEe
cCco iRvv ⎫−==v
RRRiRRvvv
iRiiRv1
111
+=+−=−=
⎭⎬≈+=
De donde:
11
;1
EC
C
ce
o
ECce
ci RR
Rvv
RRv +=
+−=
d) La condición de que el transistor no se sature: V 5
max,,max,, ⇒≥+=saturacióncesatCEceCECE vVvVv ==−≤
saturacióncesatCECE vVV
de que no se corte:
Y
( ) ( )1max,11
0 ECCcorteceECCceCEC
ceccCC RRIvRRIvI
RRviiIi +=⇒+≤⇒−≥+
−=⇒≥+=
Como la saturación no limita, hay que fijarse en el corte:
( ) Ω=−=⇒=+ k 23,0max1max1 C
C
cevEceECC R
IRvRRI
Y de aquí Ω=−= k 53,012 EEE RRR
CAB 9
Actualizado Octubre 03
9. VSS
RSRG
RD RL
S
DG
OID
ID
VSIG=0
a) En continua, como IG = 0, VG = VSS = 15 V. De la medida de VS = 14 V ⇒ ID = (VSS-VS)/RS = 1 mA. Como no hay corriente por RL: VO = 0 V. Entonces ID circula por RD y VD = IDRD = 10 V b) El transistor, de canal p, está conduciendo con VSG = VS-VG = -1 V < 0. Por tanto ha de ser de deplexión
RL
SG
vin (t)+
RDRSRG
id
D=Oig=0
id
c) Del circuito vg(t) = vin(t) y de la medida vs(t) = 0,9 vin(t)
id(t) = -vs(t)/RS ⇒ )(5,4)()()()( tvR
RRtvRRtitvtv in
S
LDsLDddo −=−===
d) La corriente total de drenador es:
Ω
+=+−
=+=k5
)(mA1)()()( tvRRtv
RVV
RRtvIti o
LD
o
S
SSS
LD
oDD
Cuando la corriente iD se anula vo(t) = –1 mA 5 kΩ = –5 V
10
VDD
R2 R4
VO
R1 R3
VGG
D
SG
VDD
R2 R4
VO
R1 R3
VGG
D
SG
Los transistores JFET son de deplexión. Pero además en este circuito VG < 0 mientras que VS > 0, lo que quiere decir que el transistor funciona con tensiones VGS negativas y ha de ser por tanto VT = -2 V a) Las ecuaciones del circuito de continua son, puesto que no hay corriente de puerta,:
( )43
421
2
RRIVV
RIVRR
RVV
DDSDD
DGSGGG
++=
+=+
=
Por otra parte si el transistor está saturado ( )2TGSD VVkI −= que introducido en la primera de las
ecuaciones precedentes conduce a: ( ) ( )
( ) ( )( ) ( )
V 11,012
29,01,014112411
0
4
4
24
24
24
=××
+−×××++−=
−+±−=−⇒
⇒=−−−+−⇒
⇒−+−=−⇒−+=
kRVVkR
VV
VVVVVVkR
VVkRVVVVVVkRVV
TGTGS
TGTGSTGS
TGSTGSTGTGSGSG
La raíz negativa se ha desechado desde el principio pues llevaría a VGS-VT negativo, incompatible con la suposición de que el transistor conduce. Con este valor: ( ) TGSDDDDSD VVRRIVVI −=>=+−== V 1V 4;mA 1 43 Así que efectivamente está saturado.
voDS
G
R4
R3vi
gmvgs
voDS
G
R4
R3vi
gmvgs
b) En pequeña señal la puerta está a tierra por efecto del condensador C. ro no está presente (es infinita) pues en la expresión de la corriente de drenador no aparece el efecto Early. ( ) -1m 22 Ω=−= TGSm VVkg
c)
( )( )
83,91
1
4
3
33
444=
+=⇒
⎪⎭
⎪⎬⎫
=−=
+=⇒−=+=
−=−=
RgRg
vv
vRgvRgvvRgvvRgvvRgvv
vgvvgvg
m
m
i
o
smgsmo
smismigsmis
smsgmgsm
CAB 10
Actualizado Octubre 03
11.
I0
RS
VO
VCC
RBC
RL
I0
RS
VO
VCC
RBC
RL
a) En el colector del transistor, en continua y activa directa,y con β arbitrariamente grande:
CCB IIII ≈+=0 El error cometido en el cálculo de IC:
5002,01
,,
,, ≥⇒≤=−
=−
=∆
ββrealC
B
realC
aproxCrealC
C
C
II
III
II
Una ecuación de malla para calcular VCE: sastCEBEBCBBECE VVRIVV ,>>+=
El transistor no puede estar saturado. El valor de VCE:
V 7,00 ≈≈+= BEBCBECE VRI
VVβ
Si β es muy grande. Para que el error cometido en VCE por despreciarIB fuera menor de 0,1 V (que es más o menos la precisión que se tiene en VBE y por tanto no merece la pena afinar más):
5001,01005,0
V 1,0V 1,0 00 =
×=>⇒<=∆ BCBC
CE
RIRIV β
β
voCE
B
RS
RBC||RLvs
βib=gmvbe
rπib
Ri
voCE
B
RS
RBC||RLvs
βib=gmvbe
rπib
voCE
B
RS
RBC||RLvs
βib=gmvbe
rπib
Rib) En pequeña señal por efecto de los condensadores la base queda a tierra y RBC en paralelo con RL. La fuente ideal de corriente continua es un circuito abierto. Los elementos del circuito equivalente del transistor: ∞→== CtBt IVIVr βπ Esto quiere decir que ib es también muy pequeña en alterna, ib ≅ 0, pero desde luego no implica que ic sea nula: el producto βib está indeterminado
Una solución es trabajar con gm que tiene un valor finito: -1m 20 Ω== tCm VIg Un BJT con una β muy grande se parece pues en alterna a un JFET: la base está en circuito abierto y el generador de corriente está gobernado por la tensión base – emisor. Entonces, puesto que ib = 0,:
Ω==−
−=
≈+
==−
=+
=⇒⎭⎬⎫
+=−=
501
101
;1
mbem
bei
Sm
BCLm
s
eBCLm
s
beBCLm
s
o
Sm
se
beSmxe
embem
gvg
vR
RgRRg
vvRRg
vvRRg
vv
Rgv
vvRgvv
vgvg
Otra solución es trabajar con ib, rπ y β normalmente como si tuvieran valor finito y derivar las fórmulas. Al final, se hacen tender rπ y β a infinito teniendo en cuenta que su cociente es finito. Por ejemplo:
( ) ( )
( ) ( ) 101111
11
≈+
=+
→++
=++
=−
=
++−=⇒++=−=
Sm
BCL
S
BCL
S
BCL
S
BCL
s
bBCL
s
o
S
sbbSsbe
RgRR
RrRR
RrRR
RrRR
viRR
vv
Rrv
iiRvriv
ββββββ
ββ
πππ
ππ
12. a) El circuito equivalente de pequeña señal queda:
Vi
Ii
RB RL
rπ Ib
βIb
de donde ( ) LBLBi
ii RRRrR
ivR ββπ ≅++== )1( con lo que RB = 1 MΩ
CAB 11
Actualizado Octubre 03
VCC
RB RC
RL
b) En continua:
( ) ( )
satCELCCCCCEB
LB
BECCBCLBBEBBCC
VRRIVVI
RRVV
IIRIVRIV
,>V 85,58,12715,015)1( A; 15,7
mA 715,02000143
11
≅⋅−≅+
+−==
=≅++
−==⇒+++=
ββµ
ββββ
c) Margen al corte:
( )( )
V 15,71
01
−=−≅+
−≥⇒≥+
+=+= LCLC
oL
oCcCC RIRI
vR
vIiIiββ
ββ
Margen a la saturación: v V v V v V v V VCE CE ce CE o CE sat o CE CE sat= + = − ≥ ⇒ ≤ − = − =, , , , ,5 85 0 2 5 65 V Las relaciones entre las magnitudes de pequeña señal se obtienen del circuito equivalente (apartado a)) Luego la máxima amplitud de la señal de salida simétrica es 5,65 Vp (11,3 Vpp)
13.
a) Para el circuito de continua se puede utilizar la expresión habitual:
R1
R2
R3
VCC
RE
R1
R2
R3
VCC
RE
( ) mA ,421
≅++
−=
BC R
VI β
E
BEBB
RV
β
Donde V 6 =+
=21
2
RRR
VV y CCBB Ω=+
+= k 20 21
213 RR
RRRRB son la tensión y la resistencia
equivalentes de Thévenin, respectivamente, del circuito que polariza la base
b) El circuito de pequeña señal queda:
vi(t)
vo(t)rπ||R3
RE||R1 ||R2gmvbe==βib
vbeii(t)
vi(t)
vo(t)rπ||R3
RE||R1 ||R2gmvbe==βib
vbeii(t)ii(t)
Donde gm = IC/Vt = 95,5 mΩ-1, rπ = β/gm ≅ 1 kΩ c) Llamando RX = rπ||R3 ≅ 0,91 kΩ, RY = RE||R1||R2 ≅ 1,67 kΩ
( )( )( ) ( ) Ω≅++=⇒++=
⎪⎭
⎪⎬
⎫
+==
+=k 14811
1YXmXiYXmXii
iYXmo
Xibe
obei
RRgRRRRgRiviRRgv
Rivvvv
O bien, dado que rπ || R3 ≅ rπ, se tendrá que ii ≅ ib. Por tanto:
( ) ( )( ) ( ) Ω≅++≅⇒++=⎭⎬⎫
+≅+=
k 170111 YiYbi
bYo
obi RrRRriviRv
vrivββ
β πππ
CAB 12
Actualizado Octubre 03
14. a) Los transistores JFET son de deplexión; véase además que VGS2 = 0: si conduce, como afirma el enunciado, la tensión umbral ha de ser negativa VT = -1 V. La ecuación de la corriente de drenador para Q2, que tiene puerta y fuente cortocircuitados, es, en saturación e ignorando el efecto Early, : ( ) mA 122
22 ==−= TTGSD kVVVkIComo Q1 está también saturado, su corriente es: ( )211 TGSD VVkI −=Puesto que el nudo de salida está abierto, se tiene ( ) ( ) 0211
21
222 ==⇒=−=−= GSGSDTGSTGSD VVIVVkVVkI
Y como el nivel de continua en la puerta de Q1 es cero: 0 = VGS1 = VG1-VS1 = 0-VO ⇒ VO = 0 Nótese que no se ha utilizado el valor de las tensiones de alimentación: sería preciso conocerlas para calcular el valor de VDS y verificarla saturación de los transistores y la coherencia de los resultados. Sin embargo, el enunciado asegura la saturación y no se pide la comprobación. b) Los dos transistores son iguales y están polarizados con la misma corriente de drenador, y por tanto los parámetros de su circuito equivalente de pequeña señal son iguales: gm = 2k(VGS-VT) = 2 mΩ-1; ro ≅ VA/ID = 50 kΩ. El circuito equivalente de la fuente es:
D
S≡G
ro gmvgs
+
-vx
ix D
S≡G
ro gmvgs
+
-vx
ix
Y se pide Req = vx/ix:
( ) Ω≈===+
== k 500 ogs
o
xgsm
x
x
xeq rv
rvvg
vivR
c) El circuito equivalente de pequeña señal, con la fuente de corriente reducida a su resistencia equivalente, :
vi
G1
rogmvgs1
voS1≡ S2
Req
D1≡D2 ≡G2
vivi
G1
rorogmvgs1
voS1≡ S2
Req
D1≡D2 ≡G2
( ) 98,011
111
=+
=⇒−==
−=−=
eqom
eqomooieqomeqogsmo
oisggs
RrgRrg
vvvRrgRrvgv
vvvvv
d) La resistencia de salida es la relación entre la tensión aplicada a la salida y la corriente que entra por ella con las fuentes de señal anuladas:
G1
rogmvgs1
S1≡ S2
Req
D1≡D2 ≡G2
+
-vx
ixG1
rorogmvgs1
S1≡ S2
Req
D1≡D2 ≡G2
+
-vx
ix
Ω===⇒+=+−=
−=−=
49011
111
eqomx
xo
eqo
xxm
eqo
xgsmx
xsggs
RrgivR
Rrvvg
Rrvvgi
vvvv
15. La polarización es la misma en las dos etapas. Con los transistores en activa directa:
CE,satCCCCCEBCB
BECCB VRIVVII
RVVI >=−====
−= V 7mA; 2A; 10 βµ
En pequeña señal, con rπ = Vt/IB = 2,5 kΩ:
vg
RG
RB rπ
ib1
βib1
ic1 ib2 ic2
RB rπ βib2RC RC RL
vo≡ vce2vce1
vgvgvg
RG
RB rπ
ib1
βib1
ic1 ib2 ic2
RB rπ βib2RC RC RL
vo≡ vce2vce1
CAB 13
Actualizado Octubre 03
( ) 6,16328,40401
1
2
21
1
1
=−×−=+
−−≈
+
−−==
+=
π
π
ππ
ππ
π
π
π
π
π
ββββrRRr
rRR
RrRrRriRRri
riRRi
vv
vv
vv
rRr
RrRv
i
G
CLCB
BGb
BCb
b
LCb
g
ce
ce
o
g
o
B
BG
gb
Para calcular el margen dinámico se examina cuánto ha de valer vo para que ningún transistor se corte ni se sature: El primer transistor no se corta:
V 3,58714,028,4001
11
11 −=××−=≥⇒≤⇒≥−=+= BCCce
ooBCCce
BC
ceCcCC RRrI
vvvRRrIv
RRrvIiIi ππ
π
Donde se ha aprovechado el valor de vo/vce1 que se dedujo al calcular la ganancia. Notar que la desigualdad cambia de sentido al multiplicar ambos lados por vo/vce1 que es negativo. El primer transistor no se satura:
( ) V 6,28578,40,1
,1,11 =−×−=+−≤⇒+−≥⇒≥+= satCECEce
oosatCECEcesatCEceCECE VV
vvvVVvVvVv
El segundo transistor no se corta:
V 15,02022 =×=≤⇒≥−=+= LCCoLC
oCcCC RRIv
RRvIiIi
El segundo transistor no se satura: V 7,2,22 −=+−≥=⇒≥+= satCECEocesatCEceCECE VVvvVvVv
Luego el margen dinámico está limitado por el corte del segundo transistor y vale 1 Vp. Como la segunda etapa tiene mucha ganancia variaciones de tensión muy grandes a la salida corresponden a variaciones de tensión mucho más pequeñas a la salida de la primera etapa, así que es lógico que el margen dinámico no venga limitado, ni mucho menos, por ésta. 16. a)
+VCC
RC8R
R
R
RE
TN
TP
-VCC
IC
(1+1/ β)IC
IC/β
IC/β
IX
IX-IC/β
IX
+VCC
RC8R
R
R
RE
TN
TP
-VCC
+VCC
RC8R
R
R
RE
TN
TP
-VCC
IC
(1+1/ β)IC
IC/β
IC/β
IX
IX-IC/β
IX
La corriente de emisor de los transistores es la misma; si están ambos en activa directa y dada la igualdad de las βs y la ausencia del efecto Early, las corrientes de colector son iguales, IC (por cierto, este razonamiento es válido tanto en continua como en alterna) La caída de tensión a lo largo del divisor resistivo:
( ) mA 110/210102 =≅⇒≅−= RVIRIIIRV CCXXCXCC β Donde se ha despreciado la corriente de base frente a 10IX, lo que puede validarse a posteriori. Observando la diferencia de tensión entre las bases de los dos transistores:
( ) mA 22
112 )ON()ON( =
−≅⇒++=
E
BEXCCEBEX R
VRIIIRVRI β
IC/β = 0,02 mA << 1 mA = IX, lo que justifica la aproximación anterior. Y para verificar el funcionamiento en modo activo directo:
( )( ) V 1,3
V 9,98
)ON(
)ON(
=−−++−=
=−−−−=
CCEBXCCECP
BEXCCCCCCCEN
VVRIVVVRIVRIVV
b) En pequeña señal el circuito equivalente es el siguiente, donde rπN = rπP ≡ rπ = kT/e β/IC = 1,25 kΩ.
R/2rπP
rπNibN
ibP RE
βibN
βibP RCvivo
B
B
E E C
C
TP TN
c) TP trabaja en colector común, y TN en base común d) En los nodos de emisor: (β+1)ibN = -(β+1)ibP ⇒ ibN = -ibP
CAB 14
Actualizado Octubre 03
( )( ) ( ) 5,9k 5,52k 500
211=
ΩΩ
=++
=−++
−==
πππ ββ
ββ
rRR
irRriiR
vv
AE
C
bNNEPbP
bNC
i
ov
e)
( )
( )( ) Ω=≅++=
=
+++
=+
=+
=−
=+
=
k 2,12
212
211
21
1
21
1
222RrRR
rRRRA
RRv
Rv
v
iRv
v
iRv
vR
E
EC
v
C
oi
i
bNi
i
bPi
ii
π
π
β
βββ
f) El corte de los dos transistores sería simultáneo por la igualdad de las corrientes de colector:
V 100 =≤⇒≥−=+== CCoC
oCcCCPCN RIv
RvIiIii
La no-saturación de TN impone:
V 9,911
,
,
−=−≅−
+−≥⇒
⎪⎭
⎪⎬
⎫
⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛−=+−=
≥+=
CEN
C
satCECENo
CocnCcncen
satCEcenCENCEN
V
RrVV
vRrvriRiv
VvVv
βββπ
ππ
Y la de TP:
( )( ) ( )
( ) V 31
1111
,,
,
≅−≥⇒+−≥−⇒
⇒⎪⎭
⎪⎬
⎫
−≅++−
−=++−=+−=
≥+=
satECECPE
CosatECECP
C
Eo
C
Eo
C
EoEcnEepbnecp
satECecpECPECP
VVRRvVV
RRv
RRv
RRrvRriRiriv
VvVvββββ π
ππ
Luego el margen dinámico, limitado por la saturación de TN, es 9,9 Vp 17.
VCC
RIDIB
a) En continua:
BECCB
BECCB VV
ekTRI
ekTRr
RVV
I−
==⇒−
= π
Vg
R
C
Id
Ib
rπ
βIb
b) En alterna: ( ) ( )
0
0111
11
ωωβωω
ωβω
β
ωβω
ωβω
π
ππ
π
ππ
π
ππ
jj
RCrjCrj
RRr
CrjCrjRr
CrjIIICrjIIRrI
IV
Zbbb
bbb
d
g
++
=++
≅⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛>><<
≅
≅++++
=++++
==
Y tomando el módulo ( )( )2
02
201ωωβωω
++
= RZ
c) En la región de interés ω/ω0 es despreciable frente a β y 1 frente a ω/ω0:
( ) ( ) βωωβωω
logloglog 00 −≅⇒≅ RZRZ , que en los ejes pedidos es una recta:
0
0
( )RZlog
RZ =
βRZ =
( )0log ωω10 =ωω 10 += βωω